通信原理实验 电工电子实验教学中心 1 目录实验一 抽样定理和脉冲调幅(PAM)实验.2 实验二 脉冲编码调制(PCM)实验.13 实验三 增量调制(ΔM)编译码实验.27 实验四 移相键控(PSK)实验.41 实验五 HDB3 码型变换实验 58 实验六 FSK电力线载波通信实验.68 实验七 数字基带信号处理实验.86 实验八 通信系统原理课程设计数字信号的基带传输...122 附录一(ZQ4121 型自动失真仪非本装置所必备的实验仪器) 131 附录二(HF5150A型杂音计非本装置所必备的实验仪器,可 用示波器代替)136 附录三 部分实验芯片简介.147 2 实验一抽样定理和脉冲调幅(PAM)实验 [实验目的] 1、验证抽样定理; 2、观察了解 PAM 信号形成过程,平顶展宽解调过程; 3、了解时分多路系统中的路际串话现象. [实验预习要求] 1、复习《通信系统原理》中有关抽样定理及其应用的章节; 2、复习模拟通信系统和基带传输中的有关章节; 3、认真阅读本实验内容,熟悉实验步骤. [实验原理和电路说明] 1、概述 在通信技术中为了获取最大的经济效益, 就必须充分利用信道的传输能力, 扩大通信容量.因此,采取多路化制式是极为重要的通信手段.最常用的多路 复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统.频分 多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制,把各路基带信号频 谱搬移到不同的频段上,在同一信道上传输.而时分多路系统中则是利用不同 时序的脉冲对基带信号进行抽样,把抽样后的脉冲信号按时序排列起来,在同 一信道中传输. 利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为"抽样" ,抽样 后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号.在满足抽样定理的条件下,抽样信号保留了 原信号的全部信息.并且,从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号. 抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位.数字通信 3 系统是以此定理作为理论基础的.在工作设备中,抽样过程是模拟信号数 字化的第一步.抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标. 抽样量化编码信道解码滤波收定时发定时PAM 语音 信号 语音 信号 PAM 图1-1 单路 PCM 系统示意图 作为例子,图1-1 示意地画出了传输一路语音信号的 PCM 系统.从图 中可 以看出要实现对语音的 PCM 编码,首先就要对语音信号进行抽样,然 后才能进行量化和编码.因此,抽样过程是语音信号数字化的重要环节, 也是一切模拟信号数字化的重要环节. 为了让实验者形象地观察抽样过程,加深对抽样定理的理解,本实验 提供了一种典型的抽样电路.除此,本实验还模拟了两路 PAM 通信系统, 从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式. 2、抽样定理 抽样定理指出, 一个频带受限信号 m(t)如果它的最高频率为 fH(即m(t) 的频谱中没有 fH 以上的分量),可以唯一地由频率等于或大于 2fH 的样值 4 序列所决定.因此,对于一个最高频率为 3400Hz 的语音信号 m(t),可以用 频率大于或等于 6800Hz 的样值序列来表示.抽样频率 fs 和语音信号 m(t) 的频谱如图 1-2 和图 1-3 所示.由频谱可知,用截止频率为 fH 的理想低通 滤波器可以无失真地恢复原始信号 m(t),这就说明了抽样定理的正确性. 实际上,考虑到低通滤波器特性不可能理想,对最高频率为 3400Hz 的 语音信号,通常采用 8KHz 抽样频率,这样可以留出 1200Hz 的防卫带,见图1-4.如果 fs<2fH,就会出现频谱混迭的现象,如图 1-5 所示. 0 fH M f 图1-2 语音信号的频谱 0 fH M f fs 2fs fH fs+ fH fs+ 2 理想低通滤波器 图1-3 语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱 5 在验证抽样定理的实验中, 我们用单一频率 fH 的正弦波来代替实际的 语音信号,采用标准抽样频率 fs=8KHz,改变音频信号的频率 fH,分别观察 不同频率时,抽样序列和低通滤波器的输出信号,体会抽样定理的正确性. 0 fH M f fs 2fs fH fs+ fH fs+ 2 一般低通滤波器 图1-4 留出防卫带的语音信号的抽样频谱 0 fH M f fs 2fs fH fs+ fH fs+ 2 图1-5fs<2fH 时语音信号的抽样频谱 验证抽样定理的实验方框如图 1-6 所示.在图 1-8 中,连接(TP8)和(TP14),就构成了抽样定理实验电路.抽样电路采用场效应晶体管开关电 路.抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关.T1 为结型场效 6 应晶体管,T2 为驱动三极管.当抽样脉冲没来时,驱动三极管处于截止状 态,-5V 电压加在场效应晶体管栅极 G,只要 G 极电位负于源极 S 的电位, 并且|UGS|>|UP|,则场效应晶体管处于夹断状态,输出信号为"0" .抽样 脉冲来时,驱动三极管导通,发射极+5V 电压加到驱动二极管,使之反向偏 置.从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体 管的 G 极.使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值, 并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压.这样,抽样脉冲期间模拟 电压经场效应晶体管开关加到负载上.由于抽样电路的负载是一个电阻, 因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号.此脉冲信号的幅度与抽样时输入 信号的瞬时值成正比例,脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同.这样,脉冲 信号就是脉冲调幅信号.当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时,电路输出的 结果接近于理想抽样序列.由图 1-6 可知,用一低通滤波器即可实现模拟 信号的恢复.为便于观察,解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成, 低通滤波器的截止频率为 3400Hz. 音频 信号 抽样门低通 滤波 抽样 脉冲 图1-6 抽样定理实验方框图 1.多路脉冲调幅(PAM 信号的形成和解调) 多路脉冲调幅的实验框图如图 1-7 所示.在图 1-8 电原理图中,连接 (TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就构成了多路脉冲调幅实验电路. 7 分路抽样电路的作用是:将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成 时间上离散的脉冲调幅信号. n 路抽样脉冲在时间上是互不交叉、 顺序排列 的.各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅 信号.本实验设置了两路分路抽样电路. 音频 信号 1 音频 信号 2 分路 抽样 1 分路 抽样 2 分路3 分路2 相加信道分路 选通 1 展宽低通分路2 ' 图1-7 多路脉冲调幅实验框图 多路脉冲调幅信号进入接收端后,由分路选通脉冲分离成 n 路,亦即 还原出单路 PAM 信号.发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的, 这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的.为简化实验系统,本 实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得.接收 端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件,但输出负载不是电 阻而是电容.采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决 PAM 解调信号的 幅度问题.由于时分多路的需要,分路脉冲的宽度τS 是很窄的.当占空比 为τS/TS 的脉冲通过话路低通滤波器后, 低通滤波器输出信号的幅度很小. 这样大的衰减带来的后果是严重的.但是,在分路选通后加入保持电容, 可使分路后的 PAM 信号展宽到 100%的占空比,从而解决信号幅度衰减过大 的问题.但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真. 8 PAM 信号在时间上是离散的, 但在幅度上却是连续的. 而在 PCM 系统里, PAM 信号只有在被量化和编码后才有传输的可能.本实验仅提供一个 PAM 系统的简单模式. 2.多路脉冲调幅系统中的路际串话 路际串话是衡量多路系统的重要指标之一.路际串话是指在同一时分 多路系统中,某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去,这样就产 生了同一端机中的各路通话之间的串话. 串话分可懂串话和不可懂串话,前 者造成失密或影响正常通话;后者等于噪声干扰.对路际串话必须设法防 止.一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标. 在一个理想的传输系统中,各路 PAM 信号应是严格地限制在本路时隙 中的矩形脉冲.但如果传输 PAM 信号的通道频带是有限的,则PAM 信号就 会出现"拖尾"的现象,当"拖尾"严重,以至侵入邻路隙时,就产生了 路际串话. 在考虑通道频带高频端时, 可将整个通道简化为图 1—9 所示的低通网 络,它的上截止频率为:f1=1/(2πR1C1) R1 1 C V 1 2 g t (a) (b) U 图1-9 通道的低通等效网络 为了分析方便,设第一路有幅度为 V 的PAM 脉冲,而其它路没有.当矩形 9 脉冲通过图 1-9(a)所示的低通网络,输出波形如图 1-9(b)所示.脉冲终了 时,波形按 R1C1 时间常数指数下降.这样,就有了第一路脉冲在第二路时 隙上的残存电压——串话电压ΔU, 这种由于信道的高频响应不够引起的路 际串话就叫做高频串话. 当考虑通道频带的低频端时,可将通道简化为图 1—10 所示的高通网 络.它的下截止频率为: f2=1/(2πR2C2) 由于 R2C2>>τ,所以,当脉冲通过图 1-10(a)所示的高通网络后,输 出波形如图 1-10(b)所示.长长的"拖尾"影响到相隔很远的时隙.若计算 某一话路上的串话电压, 则需要计算前 n 路对这一路分别产生的串话电压, 积累起来才是总的串话电压.这种由于信道的低频响应不够而引起的路际 串话就叫做低频串话.解决低频串话是一项很困难的工作. R2 2 C V 1 2 g t (a) (b) 图1-10 通道的高频等效网络 限于实验条件,本实验只模拟了高频串话的信道. 以上几部分电路所需要的定时脉冲均由图 1-8 中的定时电路提供. 10 [实验仪器] 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥20MHz 1 台 直流稳压电源 +5V-5V+12V 1 台 低频信号发生器 输出频率范围满足 50Hz-8KHz 输出电压范围满足 0--5V(峰峰值) 1 台PAM 实验箱 1 台 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台 万用表 1 台 [实验内容] 特别提醒:在连接电源和实验箱之前,一定要先确认三组电源的电压极性和 电压值正确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接实 验箱和电源时请务必关断电源开关. 1.抽样和分路脉冲的形成 用示波器和频率计观察并核对各脉冲信号的频率、波形及脉冲宽度,并 记录相应的波形. a.在(1)观察主振脉冲信号,记录并计算主振信号的频率、幅度和占空比; b.在测试点(6)观察分路抽样脉冲(1-1) ;记录并计算分路信号 1 的频率、 幅度和占空比; c.在测试点(7)观察分路抽样脉冲(2-1) ,记录并计算分路信号 2 的频率、 幅度和占空比; d.用双踪示波器同时观察测试点(7)与测试点(7) ,比较两者的区别,记11 录两信号在时间上的间隔. 2.验证抽样定理 a.正弦信号从插孔(4)输入,fH=1KHz,幅度 2VP-P. b.以测试点(4)作双踪同步示波器的同步信号,观察测试点(8)抽样后形成的 PAM 信号.调整示波器触发电平,使PAM 信号在示波器上现示稳定.观察并记录 PAM 信号, 计算在一个信号周期内的抽样次数. 核对抽样次数和信号频率与抽样 频率的关系. c.连接(8)—(14),在(15)观察经低通滤波器和放大器的解调信号.测量并 记录其频率、幅度,并确定与输入信号的关系. d.改变 fH,令fH=6KHz,重复 2、3、4 项内容,分析上述三次实验现象. 3.PAM 信号的形成和解调 断开实验内容(二)中的连接线,连接(8)—(11)、(13)—(14)、(2)— (12). a.在(4)输入正弦信号,fH=2KHz,幅度 1.5Vp-p. b.以(4)作为双踪同步示波器的同步信号,在(8)观察并记录单路 PAM 信号. c.在(13)观察选通后的单路解调展宽信号,用示波器读出τ的宽度(用μS 作单位) ,记录波形. d.在(15)观察经低通滤波器放大后的音频信号. e.保持输入信号的幅度, 改变输入正弦信号的频率(fmax≤3.4KHz 可取 250、 500、1K、2K、3K、3.4K),在(15)测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表. f(Hz) 250 500 1000 2000 3000 3400 输出(V) 12 4.多路 PAM 系统中的路际串话现象 断开实验内容 (三) 中的连接线, 连接(8)—(11)、 (13)—(14)、 (3)— (12). 接入分路选通脉冲(2-2) . a.在(4)输入正弦信号,fH<3KHz,幅度 1.5Vp-p. b.在(15)观察第一路串入第二路的信号,用示波器观察并测量其频率和幅 度. c.改变连接位置为:连接(8)—(9)、(10)—(11)、(13)—(14)、(3)—(12), 将开关 K 向下置于电容 C11 处,重复 1、2 项的内容,并与之比较. d.将开关 K 向上置于电容 C12 处,重复 1、2 项的内容,并与 2、3 项的结果 比较. [实验报告] 1、整理实验数据,画出相应的曲线和波形. 2、 本实验在(8)和(13)得到的是哪一类抽样的波形?从理论上对理想抽样、 自然抽样和平顶抽样进行对比和说明. 3、对实验内容(二)进行讨论.当fs>2fH 和fs<2fH 时,低通滤波器输出的波 形是什么?试总结一般规律. 4、实验内容(四)中的 2、3、4 项内容有什么区别?分析影响串话的主要原 因.根据本实验电路的元件数据计算信道上的截止频率. 5、对改进实验内容和电路有什么建议? 13 实验二 脉冲编码调制(PCM)实验 [实验目的] 1、了解语音信号编译码的工作原理; 2、验证 PCM 编码原理; 3、初步了解 PCM 专用大规模集成电路的工作原理和应用; 4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法. [实验预习要求] 1、复习《通信系统原理》中有关编译码和 PCM 通信系统的内容; 2、认真阅读本实验内容,熟悉实验步骤; 3、预习附录中的杂音计,失真度仪的使用. [实验原理和电路说明] 1.概述 脉冲编码(PCM)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用.十多年 来,由于超大规模集成技术的发展,PCM 通信设备在缩小体积、减轻重量、 降低功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改进.目前,数字 电话终端机的关键部件, 如编译码器(Codec)和话路滤波器等都实现了集成 化.本实验是以这些产品编排的 PCM 编译码系统实验,以期让实验者了解 通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术. PCM 数字电话终端机的构成原理如图 2-1 所示. 实验只包括虚线框内的 部分,故名 PCM 编译码实验. 14 混合 装置 Voice 发滤 波器 波器 收滤 编码器器码译分路路合发收图2-1PCM 数字电话终端机的结构示意图 2.实验原理和电路 PCM 编译码系统由定时部分和 PCM 编译码器构成, 电路原理图如图 2-2 所示. (1)PCM 编译码原理 为适应语音信号的动态范围,实用的 PCM 编译码必须是非线性的.目前,国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性.CCITT 的建议规定以 13 段折线近似的 A 律(A=87.56)和15 段折线近似的μ律(μ=255)作为国际标 准.A 律和μ律的量化特性初始段如图 2-3(a)和图 2-3(b)所示.A 律和μ 律的编译码表分别列于表 2-1 和表 2-2. 这种折线近似压扩特性的特点是:各段落间量阶关系都是 2 的倍数, 在段落内为均匀分层量化,即等间隔 16 个分层.这些对于用数字电路实现 非线性编码与译码是极为方便的. (2)PCM 编译码器简介 本实验 PCM 编译码器采用了 TP3067 专用大规模集成电路,它是 CMOS 工艺制造的单片 PCMA/μ律编译码器,并且片内带有输入输出话路滤波器. 15 TP3067 的管脚如图 2-4 所示,内部组成框图如图 2-5 所示. (a) 1 2 3 4 5 6 7 8 -1 0 -8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 输入 输出 输入 输出 -8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 (b) 图2-3 量化特性 表2-1A=8756 编译码表 16 输入幅度 范围 量阶 段落码 S 电平码 | 量化 电平 译码 幅度 0-1 … 15-16 1 000 0000 … 1111 0 … 15 0.5 … 15.5 16-17 … 31-32 1 001 0000 … 1111 16 … 31 16.5 … 31.5 32-34 … 62-64 2 010 0000 … 1111 32 … 47 32 … 63 64-68 … 124-128 4 011 0000 … 1111 48 … 63 66 … 126 128-136 … 248-256 8 100 0000 … 1111 64 … 79 132 … 252 256-272 … 496-512 16 101 0000 … 1111 80 … 95 264 … 504 512-544 … 992-1024 32 110 0000 … 1111 96 … 111 528 … 1008 1024-1088 … 64 111 0000 … 112 … 1056 … 17 1984-2048 1111 127 2016 TP3067 的管脚定义简述如下: (1)VPO+x 接收功放的同向输出. (2)GNDA 模拟地.所有信号以这个引脚为参考点. (3)VPO-接收功放的反向输出. (4)VPI 将输入转换到接收功放. (5)VFRO 接收滤波器的模拟输出. (6)VCC 正电源引脚.VCC=+5V±5% (7)FSR 接收部分的 8KHZ 帧同步时隙信号. (8)DRPCM 码流解码输入. (9)BCLKR/CLKSET接收数据(DR)时钟,在固定速率工作模式下为2048K. FSR 的上升沿,可以从 64KHZ 变化到 2.048MHZ.逻辑输入可以交替地选择 在同步模式下提供给主时钟的 1.536MHZ/1.554MHZ 或2.048MHZ,BCLKX 用 于传输和接收. 表2-2μ=255 编译码表 输入幅度 范围 阶落码电平码 | 量化电平译码幅度18 0-0. 5 … 14.5 -15.5 00 0 000 … 1 111 0 … 1 5 0 … 15 15.5 -17.5 … 45.5 -47.5 01 0 000 … 1 111 1 6 … 3 1 16 .5 … 46 .5 47.5 -51.5 … 107. 5-111.5 10 0 000 … 1 111 3 2 … 4 7 49 .5 … 10 9.5 111. 5-119.5 … 231. 5-239.5 11 0 000 … 1 111 4 8 … 6 3 11 5.5 … 23 5.5 239. 5-255.5 0 000 6 4 24 7.5 19 … 479. 5-495.5 6 00 … 1 111 … 7 9 … 48 7.5 495. 5-527.5 … 975. 5-1007.5 2 01 0 000 … 1 111 8 0 … 9 5 51 1.5 … 99 1.5 1007 .5-1071. 5 … 1967 .5-2031. 5 4 10 0 000 … 1 111 9 6 … 1 11 10 39.5 … 19 99.5 2031 .5-2159. 5 … 3951 .5-4079. 5 28 11 0 000 … 1 111 1 12 … 1 27 20 95.5 … 40 15.5 20 (10)MCLKR/PDN 接收主时钟.1.544MHZ 或2.048MHZ.可以与 MCLKX 同步,但最好是在最佳性能时与 MCLKX 同步.在MCLKR 持续低时,全部内部 定时选择 MCLKX.在MCLKR 持续高时,器件处于低功耗状态. (11)MCLKX 传输主时钟必须是 1.536MHZ、1.544MHZ 或2.048MHZ.可以 与MCLKR 同步. (12)BCLKX 传输数据(DX)位时钟,固定速率工作模式下为 2048K.可以 从64KHZ 变化到 2.048MHZ,但必须与 MCLKX 同步. (13)DX 编码数据输出,通过 FSX 使能. (14)FSX 发送部分的 8KHZ 帧同步时隙信号. (15)TSX 编码时的消耗输出. (16)ANLB 控制输入的模拟回路.操作时必须置逻辑"0" . (17)GSX 传输输入放大器的模拟输出,用于内部设置增益. (18)VFXI-传输输入放大器的反向输入. (19)VFXI+传输输入放大器的同向输入. (20)VBB 负电源引脚.VBB=-5V±5%. 3、定时部分 TP3067 编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供.这里只需要主时 钟2048KHz 和帧定时 8KHz 信号. 21 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 VPO+ GNDA VPO- VPI VFRO VCC FSR DR BCLKR/ CLKSET MCLKR/ PDN MCLKX BCLKX DX FSX TSX ANLB GSX VFXI- VFXI+ VBB TP3067 图2-4TP3067 管脚图 为了简化实验内容,本实验系统的编译码部分公用一个定时源以确保发收 时隙的同步.在实际的 PCM 数字电话设备中,确有一个同步系统来保证发收同 步的. 22 R1 R2 R3 R4 R R GSX VFXI- VFXI+ VPO+ VPO- VPI VFRO VCCVBBGNDA +5V -5V MCLKR/ PDN FSR DR BCLKR/ CLKSET MCLKX BCLKX DX FSX TSX ANLB RC滤波器 RC滤波器 带通滤波器 带通 滤波器 S/N DAC DAC S/N A/D 控制逻辑 电压基准 比较器 自动调零 定时控制 寄存器器存寄模拟开关 + - + - + - 图2-5TP3067 的内部结构框图 [实验仪器] 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥20MHz 1 台 直流稳压电源 +5V-5V+12V 1 台 低频信号发生器 输出频率范围满足 50Hz-8KHz 输出电压范围满足 0--5V(峰峰值) 1 台 失真度测试仪 QZ4121 测量频率范围满足 50Hz-8KHz 测量信噪比范围 0---50dB 1 台 杂音计 HF5151A 1 台PCM 实验箱 1 台 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台23 万用表 1 台 [实验内容] 特别提醒:在连接电源和实验箱之前,一定要先确认三组电源的电压极性和 电压值正确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接实 验箱和电源时请务必关断电源开关. (一)时钟部分 主振频率为 4096KHz,经分频后得到 2048KHz 的位定时和 128KHz 的定 时,再经分频分相后得到 8KHz 的主同步时钟和路时钟.用示波器在测试点 (1)观察主振波形,用频率计测量其频率.同样在(2)、(3)和(4)观察并测 量其它时钟信号,并记录各点波形的频率和幅度. (二)PCM 编译码器 音频信号(fH=1KHZ,幅度 2VP-P)从(5)--(5' )输入,其中(5)为GND, (5' )为信号输入端.输入信号的频率为 1KHz,幅度为 2Vp-p,在(6) 可观察到 PCM 编码输出的码流. 注:由于我们只在一个时隙上工作,而标准的基群信号中包括 32 个时 隙,由于没有在其他时隙进行编码,因此编码器只在一个时隙有输出,然 后慢慢衰落,这样从表面上看起来 PCM 输出码流象一个衰减振荡. 连接(6)—(7) ,则在测试点(8)可观察到经译码和接收低通滤波器恢 复出的输出音频信号,记录各测试点的波形参数. (三)系统性能测试 系统性能测试有三项指标,即动态范围、信噪比特性和频率特性. 1、动态范围 24 在满足一定信噪比(S/N)条件下, 编译码系统所对应的音频信号的幅度 范围定义为动态范围.通常规定音频信号的频率为 800Hz(或1000Hz).动 态范围应大于 CCITT(国际电报、 电话咨询委员会)建议的框架(样板值), 如图2-6 所示. 动态范围的测试框图如图 2-7 所示. 0 -10 -20 -30 -40 -50 10 20 30 (dBmo) (S/N) (dB) 图2-6PCM 编译码系统动态范围样板值 音频 发生器 可变 衰减器 编码器 失真仪 杂音计 译码器 示波器 图2-7 动态范围测试框图 25 在原理部分已经提到, PCM编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36V. 为了确保器件的安全使用,本实验在进行动态范围这一指标测试时,不再 对输入信号的临界过载进行验证.取输入信号的最大幅度为 5VP-P(注意: 信号要由小至大调节),测出此时的 S/N 值. 设临界过载幅度为 Vmax,这是正弦输入信号编码不过载的最大幅度. 当输入信号大于临界过载幅度之后,输出信号的 S/N 急剧下降.首先找出 临界过载点,然后以 10dB 一个点衰减输入信号,将测试数据填入下表. -10dB -20dB -30dB -40dB -50dB Vin(mv)p-p 5000 1500 500 150 50 15 S/N(dB) 2、信噪比特性 在上一项测试中选择出最佳编码电平(S/N 最高), 在此电平下测试不同 频率下的信噪比值.频率选择在 500Hz/1KHZ/2KHz/3KHz. 信噪比特性的测试框图如图 2-8 所示. 音频 发生器 可变 衰减器 编码器 失真仪 译码器 示波器 图2-8 信噪比特性测试框图 信噪比特性测试数据记录于下表. 26 信噪比特性(Vin=2VP-P) f(Hz) 500 1000 2000 3000 TP8(V) 3、频率特性 选一合适的输入电平(Vin=2VP-P),改变输入信号的频率,在(TP8)逐 频率点测出译码输出信号的电压值,频率特性测试数据记录于下表. F(Hz) 250 500 1000 2000 3000 3400 输出(V) [实验报告] 1、整理实验记录,画出相应的曲线和波形. 2、PCM 编译码系统由哪些部分构成?各部分的作用是什么? 3、对PCM 和M 系统的系统性能进行比较,总结它们各自的特点. 4、在实际的通信系统中收端(译码)部分的定时信号是怎样获取的? 5、对改进实验有什么建议? 27 实验三 增量调制(ΔM)编译码实验 [实验目的] 1、了解语音信号的ΔM 编码过程; 2、验证ΔM 的编译码原理; 3、粗略了解ΔM 编译码专用集成电路的基本工作原理、外部电路设计原则 和一般使用方法; 4、了解语音信号数字化技术的主要指标,学习指标的测试方法. [实验预习要求] 1、复习《通信系统原理》中有关ΔM 增量调制原理的章节; 2、认真预习本实验内容,熟悉实验步骤; 3、了解主要指标的测试方法. [单片ΔM 编码系统组成和电路原理] 1、概述 随着中、大规模集成电路技术的进步,各种通信专用集成电路迅速发 展.ΔM 编译码器、开关电容滤波器以及用户接口电路的集成化,为全集成 化ΔM 数字电话终端设备提供了物质条件. 目前, 由三块中规模集成电路加 少量外接元件设计的新型集成化ΔM 数字电话终端机已投入批量生产. 图3-1 就是这种设备的一个话路的方框图. 28 用户 接口 Voice 发滤 波器 波器 收滤 编码器器码译发信码 收信码 图3-1 集成化ΔM 数字电话框图 与通用的分立元件及小规模集成电路的编译码器相比,集成化系统在 缩小体积、降低功耗等方面有明显的效益,对减少量化噪声、增大动态范 围等指标起了良好的作用. 本实验用单片 MC3418ΔM 编译码器和 UA741 运放电容滤波器组成一个 ΔM 编译码实验系统.其功能只涉及图 3-1 中虚线以右的部分. 2、系统组成与电路原理 系统组成的方框图如图 3-2 所示, 它是由定时部分、 M 编译码器及收、 发运放电容滤波器组成的.电路原理图如图 3-3 所示. 语音信号发定时发滤波器编码器收定时收滤波器译码器语音信号信道29 图3-2M 编译码系统框图 (一)单片M 编译码器 (1)MC3418 简介 MC3418 是MOTOLOLA 公司生产的通信专用集成电路, 它是数字检测音节 压扩增量编译码器.图3-4 给出了 MC3418 的原理框图.由原理框图可以看 出,它是由模拟输入放大器、数字输入运算放大器、电压/电流转换运算放 大器、极性开关、工作选择开关和数字检测(移位寄存器和逻辑电路)等部 分构成的. 第15 脚的工作电平可以控制该片工作于编码状态或译码状态: 当第 15 脚接高电平(VCC/2)时,该片做编码器用;当第 15 脚接低电平(地)时,该 片做译码器用. 当单片作为编码器使用时,15 脚接高电平,这时工作开关使模拟运放 与移位寄存器接通.模拟信号由 1 脚输入,本地译码信号由 2 脚输入,运 算放大器对它们进行比较并将差值放大.运算放大器输出经电平转换给出 数字信码.在14 脚输入的时钟后沿时刻,运算放大器输出的结果进入移位 寄存器.这一结果也同时接到 9 脚和极性开关,前者作为数字码输出,后 者用来控制流入积分器的电流的极性, 积分运算放大器与外接的 RC 网络构 成积分器,受极性开关控制的电流在此积分后累加形成本地译码信号.四 级移位寄存器和逻辑电路完成检测功能.当有四个连"1"或连"0"码出 现时,从11 脚输出一个负极性的一致脉冲,一致脉冲经外接音节滤波器平 滑之后得到量阶控制电压,此电压反映了前一段时间内模拟输入信号的平 均斜率.量阶控制电压加到第 3 脚.由内部 V/I 转换电路决定 4 脚的电压 随3脚的电压变化. 当4脚通过外接电阻连接到某一固定电位上, 则流入 4 脚的电流就随 3 脚的控制电压变化,从而将控制电压的变化转换为控制电 流的变化. V/I 转换器的输出电流与 4 脚的输入电流相等. 此电流经极性开 30 关送到积分器,因此,积分量阶的大小就随着输入模拟信号的平均斜率而 变化.这样就形成了数字检测音节的压扩过程. + - - + 1 2 调制/解调选择 时钟 VCC电源+ VEE电源- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 模拟 运放 VTH数字运放 3 + - 极性开关 + - 4 Iint Io vcc/2 逻辑 4位移位寄存器 控制电压 控制电流 脉冲 图3-4MC3418 编译码器原理框图 在作译码器应用时,第15 脚通过一只 10KΩ电阻接地,这时数字运算 放大器与移位寄存器接通.信码由 13 脚输入与 12 脚的阀电平比较,然后 经运算放大器整形后送到移位寄存器,经再定时的信码从 9 脚输出.其后 的工作过程则与编码器一样,只是译码信号不再送回第 2 脚而是送往接收 低通滤波器. (2)单积分电路 MC3418 内部仅有积分运算放大器,为完成本地译码过程,需要外接一 31 个网络.用户可以根据自己的需要用外接 RC 网络接成单积分、双积分、 -∑等电路.本实验给出一种单积分电路的实例. 积分器电路如图 3-5 所示.积分运算放大器的输入阻抗很高,从极性 开关的量阶控制电流几乎全部进入电阻 R 和电容 C. 网络的阻抗传递函数可 以写成: H(s)=(V(s))/(I(s))=-(1/((1/R)+SC)) 经整理后得到 -(V(s))/(I(s))=(I/C)/(S+1/(RC))=K/(S+WO)(1) 其中 K=1/C,WO=1/(RC). 一般认为是 300Hz. 当R=10KΩ,C=0.1μf 时,f0=159Hz. 将式(1)写成时域形式 -I=V/R+C(dv)/dt(2) MC3418 5 6 7 + - 4 R C 32 图3-5 单积分电路图 有关资料指出编码器约在+12dBm(f=1000Hz)处为临界过载,另外,输 入信号的最大幅度为 4.36V,这时流过积分器的最大电流为 Imax≈Icmax=C(dv)/dt=0.1*10-6*2π*1000*4.36 ≈2.7mA 另一方面, 由编码器要求的最小量阶电压可求出当采样率fS=32KHz时, 最小控制电流应为 Imin≈9.6μA 因此,积分电路对应的控制电流压缩比应达到 258,相当于 49dB.最 大与最小控制电流分别由 4 脚外接电阻 Rx 和Rmin 决定. (3)音节平滑滤波器 MC3418 只具有数字检测功能,为实现压扩作用还需要一外接网络.用 户可根据需要接成线性压扩、非线性压扩、复杂推迟压扩等各种形式.本 实验只列举一种非线性音节平滑滤波器. 音节平滑滤波器是一个简单的 RC 滤波电路,电路形式如图 3-6 所示. 集成片MC3418的数字检测器连码一致脉冲信号是由一个集电极开路的晶体 管从 11 脚输出的. 所以需要一个外接的集电极负载电阻. 当晶体管导通时, 电容器 CS 通过电阻 RS 充电;当晶体管截止时,电容器 CS 通过电阻 RP 放电.充电时间常数 τ=CS(RS+RP). 设G为一致脉冲在一个音节时间内占空比的统计值.设第 3 脚电位为 VS,11 脚电位为 V0,当G值一定时,电路应维持充放电电荷相等.设充电 时间为 GT,放电时间为(1-G)T,因此有 33 ((VS-V0)/RS)GT=((VCC/2-VS)/(RS+RP)(1-G)T(3) 令D=RP/RS,则有 VS=((1+D)V0G+(VCC/2)(1-G)/(1+DG)(4) + - MC3418 V/I转换 3 4 11 RP RS CS RX R VCC VCC/2 音节平滑滤波器 图3-6 音节平滑滤波器 其中,VO 为晶体管饱和压降,约为 0.12V. 音节控制电压为电容 CS 两端的电压,设它为 VCS,因此有 VCS=VCC/2-VS 即VCS=VCC/2-((1-D)VOG+(VCC/2)(1-G))/(1+DG)(5) 由式(5)可以看出,当PP>>Rs,即D≈0 时有 Vcs≈(Vcc/2-Vo)G(6) 这时控制电压与 G 成线性关系. 将Vo=0.12V,(Vcc/2)=6V 代入上式,得34 Vcs1≈5.98G(7) 当D=0,控制电压 V 与G成非线性关系.设D=3,得VCS2=(23.52G)/(1+3G)(8) 图3-7 给出 VCS1 和VCS2 与C的关系曲线, 曲线 VCS2 的斜率大于曲线 VCS1 的斜率,这就意味着 VCS2 的压扩特性更接近于理想特性. 语音音节包络的变化范围约为 5ms 到20ms.取τ1=5ms,τ2=20ms, 这时 τ2/τ1=4 ∵τ2/τ1=(CS(RS+RP))/(CSRS)=1+D ∴D=3 选CS=0.33μF, 则RS=15.15KΩ, RP=15.15KΩ, 取RS=15KΩ, RP=47K Ω得D≈3.13. 在临界过载时,G 达到最小值.对正弦信号可得 G=0.436,这时控制 电压 Vcs 的最大值约为(计算从略) Vmax≈4.48V 此值决定了限流电阻 Rx≈1.5KΩ. 35 G VCS(V) 0 2 4 6 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1 2 线性关系 图3-7V 与G的关系曲线 (二)定时电路 512KHZ 256KHZ 128KHZ 64KHZ 32KHZ G1 G2A A B C Y0 Y1 图3-9 定时部分时间关系图 MC3418 编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供,为模拟一个实际 的时分多路系统的工作状态,定时部分可给出 2048KHz 及8路32KHz 的定 时,定时部分的时间关系如图 3-9 所示.为确保收、发同步,本实验系统 的编码和译码部分公用一个定时源,这是有别于实际情况的. [实验仪器] 36 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥20MHz 1 台 直流稳压电源 +5V-5V+12V 1 台 低频信号发生器 输出频率范围满足 50Hz-8KHz 输出电压范围满足 0--5V(峰峰值) 1 台 失真度测试仪 QZ4121 测量频率范围满足 50Hz-8KHz 测量信噪比范围 0---50dB 1 台 杂音计 HF5151A 1 台M实验箱 1 台 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台 万用表 1 台 [实验内容] 特别提醒:在连接电源和实验箱之前,一定要先确认三组电源的电压极性 和电压值正确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接 实验箱和电源时请务必关断电源开关. (一)、时钟部分 主振频率为 4096KHz,经分频后得到 2048KHz 的定时,再经分频分相后 得到 8 路32KHz 的定时. 用示波器在测试点(1)点观察主振波形,用频率计测量其频率.在(2)、 (3)、(4)观察并测量 2048KHz 和32KHz 定时信号. (二)、发送滤波器 在(5)输入频率为 1KHz、幅度为 2Vp-p 的音频信号.在(5)观察输入信 号,在(6)观察经发送滤波器的输出信号,记下它们的幅度和波形. 37 (三)、M 编码器 在(6)观察经发送滤波器限带后输入编码器的音频信号,在(7)观察本 地译码信号. 在(8)观察编码输出的数字信号(幅度约为 10Vp-p). 以音频信 号作为同步信号,观察信码的变化规律.对应正弦波过零处应有连"0"或联"1"码型出现;对应正弦波的波峰和波谷处应有"0" 、 "1"交替码型出 现. (四)、M 译码器 用短线连接(8)—(9),即将编码信号送入译码器.在(9)观察输入译码 器的编码信号,在(10)观察译码器输出的有锯齿的模拟信号,并记录波形. (五)、接收滤波器 在(10)观察滤波器的输入信号.在(11)观察译码器输出的有锯齿的模 拟信号经滤波器输出的模拟信号.记下它们的波形和幅度. (六)、系统性能测试 系统性能有三项指标:动态范围、信噪比和频率特性. (1)动态范围 在满足一定信噪比(S/N)条件下, 编译码系统所对应于800Hz(或1000Hz) 音频信号的幅度范围定义为动态范围. 动态范围应大于电子工业部 1982 年 暂定的标准框架(样板值).图3-10 示意给出了这个样板. 38 -50 -40 -30 -20 -10 0 18 20 22 24 输入电平 S/N (dB) (dBmo) 图3-10M 编译码系统动态范围样板图 动态范围的测试框图如图 3-11 所示. 在原理部分已经提到, M编译码器允许输入信号的最大幅度为4.36V. 为了确保器件的安全使用,本实验在进行动态范围这一指标测试时,不再 对输入信号的临界过载进行验证.取输入信号的最大幅度为 5Vp-p(注意: 信号要由小至大调节),测出此时的 S/N 值.然后以 10dB 间隔衰减输入信 号,将测试数据填入下表. -10dB -20dB -30dB -40dB -50dB Vin(mv)p-p 5000 1500 500 150 50 15 S/N(dB) 39 音频 发生器 可变 衰减器 编码器 失真仪 杂音计 译码器 示波器 图3-11 动态范围测试框图 (2)信噪比特性 在上一项测试中选择出最佳编码电平(S/N 最高,推荐为 2Vp-p).在此 电平下测试不同频率下的信噪比值.频率选择在 500Hz/1KHz/2KHz/3KHz, 将测试数据填入下表. f(Hz) 500 1000 2000 3000 S/N(dB) 信噪比特性的测试框图如图 3-12 所示. 音频 发生器 可变 衰减器 编码器 失真仪 译码器 示波器 图3-12 信噪比特性测试框图 (3)频率特性 40 选一合适的输入电平(Vin=2VP-P),改变输入信号的频率,频率范围从 500Hz 到3000Hz. 在(TP11)用示波器测量译码输出信号的电压值,数据填入 下表. f(Hz) 500 1000 2000 3000 TP11(V) [实验报告] 1、整理实验记录,画出相应的曲线和波形. 2、集成化M 编译码系统由哪些部分构成?各部分的作用是什么? 3、设想临界过载时本地译码信号和信码信号的形状.试画出它们的波形. 4、什么叫数字检测音节压扩的可变斜率?在本实验中是如何实现的? 5、积分电路的设计原则是什么? 6、对改进实验内容和电路有什么建议? 41 实验四 移相键控(PSK)实验 [实验目的] 1、了解 M 序列的性能,掌握其实现方法及其作用; 2、了解 2PSK 系统的组成验证,其调制解调原理; 3、验证同步解调的又一方式—同相正交环(或称 Costas 环)的工作原理; 4、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用; 5、学习 2PSK 系统主要性能指标的测试方法. [实验预习要求] 1、复习《通信系统原理》中有关 PSK 调制解调的章节; 2、认真阅读本实验内容,熟悉实验步骤; 3、了解有关技术指标的测量方法. [实验原理和电路说明] 1.概述 数字通信系统的模型可以用图 4-1 表示,虚线框内的部分称为数字调 制和解调部分,以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换. 信息源编码器调制器信道解调器译码器收信者噪声源 42 图4-1 数字通信系统模型 与模拟通信系统相比,数字调制和解调同样是通过某种方式,将基带 信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去.不同的是,数字 调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号. 在大多数情况下,数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波.对 载波的幅度、频率或相位进行键控,便可获得 ASK、FSK、PSK 等.这三种 数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面,以相干 PSK 的 性能最好,目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用. 近年来,在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要 进展.除2PSK 外,已派生出多种调制形式,如四相移相键控(QPSK)、八相 移相键控(8PSK)、正交部分响应(QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及 64QAM、256QAM 等,这些都是高效率的调制手段. 为了模拟实际数字调制系统,本实验的调制和解调基本上由数字电路 构成.数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点.为了实验过程中 观察方便,实验系统的载波选为 5MHz. 调制 2PSK 系统的调制部分框图如图 4-2 所示,电路原理如图 4-3 所示,下 面分几部分说明. (1)M 序列发生器 实际的数字基带信号是随机的,为了实验和测试方便,一般都是用 M 序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源.按照本原多项式 f(x)=X5+X3+1 组成的五级线性移位寄存器,就可得到 31 位码长的 M 序列. 码元定时与载波的关系可以是同步的,以便清晰观察码元变化时对应调制 43 载波的相应变化;也可以是异步的,因为实际的系统都是异步的,码元速 率约为 1Mbt/s. (2)相对移相和绝对移相 移相键控分为绝对移相和相对移相两种.以未调载波的相位作为基准 的相位调制叫作绝对移相.以二进制调相为例,取码元为"1"时,调制后 载波与未调载波同相;取码元为"0"时,调制后载波与未调载波反相; "1" 和"0"时调制后载波相位差 1800.绝对移相的波形如图 4-4 所示. 在同步解调的 PSK 系统中,由于收端载波恢复存在相位含糊的问题, 即恢复的载波可能与未调载波同相,也可能反相,以至使解调后的信码出 现"0" 、 "1" 倒置,发送为"1"码,解调后得到"0"码;发送为"0"码,解调后 得到"1"码.这是我们所不希望的,为了克服这种现象,人们提出了相对 移相方式. 外载波 放大器 外内10MHZ 晶振 10 分频2分频 1MHZ 振荡 M序列 发生器 差分 编码 调相 PSK 同步异步图4-22PSK 调制部分框图 44 相对移相的调制规律是:每一个码元的载波相位不是以固定的未调载 波相位作基准的,而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取 值.例如,当某一码元取"1"时,它的载波相位与前一码元的载波同相; 码元取"0"时,它的载波相位与前一码元的载波反相.相对移相的波形如 图4-5 所示. t t t U(t) 基带 信号 Uc(t) S(t) 未调 载波 绝对 调相 码元1 0 1 10 0 图4-4 绝对移相的波形示意图 一般情况下,相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现.将 信码经过差分编码变换成新的码组——相对码,再利用相对码对载波进行 绝对移相,使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系. 设绝对码为{ai},相对码为{bi},则二相编码的逻辑关系为: bi=ai–bi-1(1) 差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成. 45 t U(t) 基带 信号 t S(t) 相对 调相 码元1 01100 图4-5 相对移相的波形示意图 调相电路可由模拟相乘器实现,也可由数字电路实现.实验中的调相 电路是由数字选择器(74LS153)完成.当2脚和 14 脚同时为高电平时,7 脚输出与 3 脚输入的 0 相载波相同;当2脚和 14 脚同时为低电平时,7 脚 输出与 6 脚输入的π相载波相同.这样就完成了差分信码对载波的相位调 制.图4-6 示出了一个数字序列的相对移相的过程. 对应于差分编码,在解调部分有——差分译码.差分译码的逻辑为: ci=bi+bi-1(2) 将(1)式代入(2)式,得Ci=ai-bi-1+bi-1 ∵bi-1-bi-1=0∴Ci=ai+0=ai 这样,经差分译码后就恢复了原始的信码序列. 46 t U(t) 绝对码 0 1 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 0 0 t 相对 移相 相对码 U (t) S (t) t 图4-6 绝对码实现相对移相的过程 (3)数字调相器的主要指标 在设计与调整一个数字调相器时,主要考虑的性能指标是调相误差和 寄生调幅. 1 调相误差 由于电路不理想,往往引进附加的相移,使调相器输出信号的载波相 位取值为 0°及180°+ΔΦ,我们把这个偏离的相角ΔΦ称为调相误差. 调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量. 2 寄生调幅 理想的二相相位调制器,当数码取"0"或"1"时,其输出信号的幅 度应保持不变,即只有相位调制而没有附加幅度调制.但由于调制器的特 性不均匀及脉冲高低电平的影响,使得"0"码和"1"码的输出信号幅度 不等.设"0"码和"1"码所对应的输出信号幅度分别为 Uom 或Uim,则寄 47 生调幅为: m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)*100%(3) 2.解调 2PSK 系统的解调部分框图如图 4-7 所示,原理电路如图 4-8 所示. (1)同相正交环 绝大多数二相 PSK 信号采用对称的移相键控,因而在码元 1、0 等条件 下都是抑制载波的,即在调制信号的频谱中不含载波频谱,这样就无法用 窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波.对PSK 而言,只要用某 种非线性处理的方法去掉相位调制,就能产生与载波有一定关系的分量, 恢复出同步解调所需要的参考相位载波,实现对抑制载波的跟踪. 从PSK 信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环, 如平方环、 同相正交环、 逆调制环和判决反馈环等. 这几种锁相环的性能特点列于表 4 -1 中. 鉴相器 鉴相器 低通 低通 模拟 相乘器 环路 滤波器 压控 振荡器 再生码 差分 译码 M序列 PSK入Um1 Um2 Ud Ud Ud1 Ud2 48 图4-72PSK 解调部分框图 本实验采用同相正交环,同相正交环又叫科斯塔斯(Cosatas)环.原 理框图如图 4-9 所示.在这种环路里,误差信号是由两个鉴相器提供的. 压控振荡器(VCO)给出两路相互正交的载波到鉴相器,输入的 2PSK 信号 经鉴相后再由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量,得到基带信号 Ud1、Ud2,这时的基带信号包含着码元信号,无法对压控振荡器(VCO)进 行控制.将Ud1 和Ud2 经过基带模拟器相乘,就可以去掉码元信息,得到 反应 VCO 输出信号与输入载波间相位差的控制电压. 鉴相器 鉴相器 低通 低通 模拟 相乘器 环路 滤波器 压控 振荡器 PSK入Um1 Um2 Ud Ud Ud1 Ud2 基带信号 图4-9 同相正交环原理框图 49 表4-1 几种锁相环的性能特点 锁相环 特性 平方环 同相正交环 逆调制环 判决反馈环 环路工作频率 f=2f0 f=f0 f=f0 f=f0 等效鉴相特性 正弦 正弦 近似距形 近似距形 解调能力 无有有有电路复杂程度 鉴相器工作频率高 需用基带模拟 相乘器 需用二次调 制器 需用基带模 拟调制器 (2)集成电路压控振荡器(IC-VCO) 压控振荡器(VCO)是锁相环的关键部件,它的频率调节和压控灵敏度 决定于锁相环的跟踪性能. 实验电路采用一种集成电路的压控振荡器 74S124.集成片配以简单的 外部元件并加以适当调整,即可得到令人满意的结果.如图 4-10 所示. 集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端, Vr 用于控制频率范围 (14 脚) ,Vf 用于控制频率范围调节(1 脚) .外接电容器 Cext 用于选择振荡器 的中心频率.当Vr 和Vf 取值适当,振荡器工作正常时,振荡器频率 f0 与Cext 的关系近似为: f0=5*10-4/Cext(4) f0 与Cext 的关系曲线如图 4-11 所示. 50 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 +5V Vr V Cext 输出 74S124 f 图4-10IC-VCO 使用实例 当固定 Cext 时, Vr 与Vf 有确定的函数关系. 以Vr=Vf=2V 时的输出频 率f0 为归一化频率单位,由实验数据可画出以 Vr 为参变量时归一化频率 fn 与Vr 的变化曲线如图 4-12 所示. 1 100 10000 (PF) Cext 1k 10k 100k 1M 10M 100M f0 (HZ) Vr=Vf=2V 图4-11 频率 f0 与CEXT 的关系曲线 51 0 1 2 3 4 5 6 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 Vf (V) fn Vr=2V Vr=3V Vr=4.5V 图4-12fn 随Vf 的变化曲线 由图 4-12 的曲线可以看出,随Vr 的增大,VCO 的压控灵敏度和线性 范围都在增大.选取适当的 Vr 值和 Cext 值,将误差电压经线性变换后充 当控制电压 Vf,这样就可实现由误差电压控制 VCO.当f0=10MHz 时,一组 典型的实验数据为 Cext=27.5pf,Vr=3.76V,这时 Vf 在2.8V 左右移动. (3)传输畸变和眼图 数字信号经过非理想的传输系统必定产生畸变,为了衡量这种畸变的 严重程度,一般都采用观察眼图的方式.眼图是示波器重复扫描所显示的 波形,示波器的输入信号是解调后经低通滤波器恢复的未经再生的基带信 号,同步信号是位定时.这种波形示意图如图 4-13 所示. 衡量眼图的几个重要参数有: 1 眼图开启度(U-2ΔU)/U(U=U++U-) 52 指在最佳抽样点处眼图幅度的"张开"程度.无畸变眼图的开启度为 100%. 2 "眼皮"厚度 2ΔU/U 指在最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比,无畸变眼图 的"眼皮"后度为 0. 3 交叉点发散度ΔT/TS 指眼图波形过零点交叉线的发散程度.无畸变眼图的交叉发散度为 0. 4 正、负极性不对称度|(U+-U-)|/|(U++U-)| 指在最佳抽样点处眼图正、负幅度不对称的程度.无畸变眼图的极性 不对称度为 0. 如果传输信道不理想,产生传输畸变,就会很敏感地由眼图的这几个 参数反映出来.其后果可以看成有效信号的能量损失.可以推导出,等效 信号信噪比的损失量ΔEb/No 与眼图开启度(U-2ΔU)/U 有如下关系: ΔEb/No=20log[(U-2ΔU)/U](dB)(5) 同样,交叉点发散度对信噪比损失的影响也可以等效为眼图开启度对 信噪比损失的影响,这里不再详述. 53 T U+ U- U Ts 最佳取样时刻 (最佳抽样点) 零点位置的失真 噪声容限 对定时误差的灵敏度 抽样失真 图4-13 眼图 [实验仪器] 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥40MHz 1 台 直流稳压电源 +5V-5V+12V 1 台 低频信号发生器 输出频率范围满足 50Hz-8KHz 输出电压范围满足 0--5V(峰峰值) 1 台 高频信号发生器 ≥10MHz 1 台PSK 实验箱 1 台 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台 万用表 1 台 [实验内容] 特别提醒:在连接电源和实验箱之前,一定要先确认三组电源的电压极性和 54 电压值正确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接实 验箱和电源时请务必关断电源开关. (一) 、时钟源 本实验箱中的载波信号可以有外部输入,也可以本地产生.本地主振 的频率为 10MHz.将开关 K1 切换到 2-1 连接,在(4)观察到该主振信号, 记录该波形. (二) 、M 序列发生器 M 序列发生器是一个五级线性移位寄存器,其生成多项式为f(x)=X5+X3+1.以(1)为同步信号,观察并记录(2)的波形.验证 M 序 列的主要性质. (三) 、差分编码 由于 PSK 系统由相位模糊问题,为了克服这个相位模糊度,发送信码 必须进行差分编码.在BPSK 中差分编码方式为延时模二和. 以(1)为同步信号,观察并记录(3)差分编码后的波形.将(2)与(3)的波形进行比较,验证差分编码的规律. (四) 、数字调相电路 将K1 短接 1 和2,即采用内部 10MHz 信号源.将K2 拨至"同步"(开 关接 3-2) ,以(3)为同步信号,观察并记录(5)的载波波形;观察并记 录(6)的数字调相波形. 以载波信号(5)输入双踪同步示波器 YB,用YA 观察(6)的2PSK 信号,利用双踪同步示波器屏幕上的刻度,测量π相位对于 0 相位的相位差 ΔФ. (五) 、同相正交环 55 用同轴电缆连接位于电路板中间的两个 BNC 插头. 载波恢复采用同相正交环,测试点(10)是本地恢复的振荡信号,将 这个信号分频得到本地相干载波并同时完成载波的移相.测试点(8) 、 (9) 是相差 900 的两路相干载波.观察并记录上述波形. (六) 、同步带和捕捉带 同步带和捕捉带是锁相环性能优劣的标志.我们可用发信码与收信码 的比 较来判断锁相环是否锁定. 用双踪同步示波器同时观察收信码(13) 、发信码(2) ,并以发信码作 同步. 用高频信号发生器从电缆插座"EXT-IN"输入外载波,频率为 10MHz, 幅度 2V (峰峰值) . 将K1 插至 "异步" (即插在 1-2)K2 插至"外载波" (即 插在2-3) 数字频率计接在 (4) , 高频信号发生器的输出幅度保持在1.5VP-P, 由低往高缓缓调节频率.当双踪同步示波器上出现收信码与发信码同步, 并且波形一致时,这时就是无误码情况,锁相环捕捉到外载波并锁定,此 点频率记作 f2.继续向高调节频率,直到双踪同步示波器上的收信码与发 信码不同步时,此时锁相环已不能同步跟踪外载波而失锁,该点频率记作 f4.将外载波频率由此点往低调节,调到再次捕捉到收信码与发信码同步 一致时,锁相环再次捕捉到外载波并锁定,此点频率记作 f3.继续向低调 节频率直到收信码与发信码再次失步, 此点频率记作 f1. 为提高测量精度, 上述过程可反复进行几次. 图4-14 是根据环路电压 Ud 与频率的关系画出的同步带和捕捉带示意 图.图中 f1、f2、f3、f4 与实验中测得的 f1、f2、f3、f4 一一对应.这样, 56 同步带Δf1=f4-f1 捕捉带Δf2=f3-f2 f1 f2 f1 f2 f3 f4 Ud f f 图4-14 同步带和捕捉带示意图 (七) 、眼图 将载波恢复为内载波,同步方式改为同步方式(在恢复位内载波后, 如果发现接收端没有锁定,可以按动位于电路板中间的红色复位按钮,使 环路复位. ) . 以码元定时 (12) 作为同步信号, 观察解调后的基带信号 (7) . 利用双踪同步示波器的刻度测量眼图的几个指标: (1)眼图开启度(U-2ΔU)/U 其中 U=U++U- (2)"眼皮"厚度 2ΔU/U (3)交叉点发散度ΔT/TS (4)正、负极性不对称度|(U+-U-)|/|(U++U-)| (八) 、差分译码 由于 PSK 载波恢复有相位模糊度,为了克服这个相位模糊度,发送信 码采用了差分编码技术.为了得到发端的信码,在接收端必须采用差分译 57 码来恢复信码. 在测试点(14)比较与发送端的信码(3)的差别.差分译码电路完成 差分译码,在测试点(13)可以观察到译码后的信号,比较与发送端信号 (2)的区别. [实验报告] 1、整理实验中的记录,画出相应的曲线和波形. 2、2PSK 系统由哪些部分构成?各部分的作用是什么? 3、设给定一码组 100110011100,画出对这一码组进行 2PSK 的调制和 解调的波形图. 4、为什么利用眼图可大致估计系统性能的优劣? 5、简述同相正交环工作原理. 6、对改进实验内容和电路有什么建议? 58 实验五 HDB3 码型变换实验 [实验目的] 1、了解二进制单极性码变换为 HDB3 码的编码规则,掌握它的工作原理和 实现方法. 2、通过调测电路,熟悉并掌握调测电路的一般规律与方法,学会分析电路 工作原理,画出关键部位的工作波形,并以此指导实验调测工作. 3、了解关于分层数字接口脉冲的国际规定,掌握严格按技术指标研制电路 的实验方法. [实验预习要求] 1、复习《通信系统原理》中数字信号的基带传输和信道编码原理中的有关 章节; 2、认真预习本实验内容,熟悉实验步骤. [基本原理] 在数字通信系统中,有时不经过数字基带信号与信道信号之间的变换,只 由终端设备进行信息与数字基带信号之间的变换, 然后直接传输数字基带信号. 数字基带信号的形式有许多种,在基带传输中经常采用 AMI 码(符号交替反转 码)和HDB3 码(三阶高密度双极性码) . 1.传输码型 在数字复用设备中,内部电路多为一端接地,输出的信码一般是单极性不 归零信码.当这种码在电缆上长距离传输时,为了防止引进干扰信号,电缆的 两根线都不能接地(即对地是平衡的) ,这里就要选用一种适合线路上传输的码 型,通常有以下几点考虑: 59 (1)在选用的码型的频谱中应该没有直流分量,低频分量也应尽量少.这是 因为终端机输出电路或再生中继器都是经过变压器与电缆相连接的,而变压器 是不能通过直流分量和低频分量的. (2)传输型的频谱中高频分量要尽量少.这是因为电缆中信号线之间的串话 在高频部分更为严重,当码型频谱中高频分量较大时,就限制了信码的传输距 离或传输质量. (3)码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时.若信号连"0"较长, 则等效于一段时间没有收脉冲,恢复位定时就困难,所以应该使变换后的码型 中连"0"较少. (4)设备简单,码型变换容易实现. (5)选用的码型应使误码率较低. 双极性基带信号波形的误码率比单极性信 号低. 根据这些原则,在传输线路上通常采用 AMI 码和 HDB3 码. 2.AMI 码 我们用"0"和"1"代表传号和空号.AMI 码的编码规则是"0"码不变, "1"码则交替地转换为+1 和-1.当码序列是 100100011101 时,AMI 码就变 为:+100-1000+1-1+10-1.这种码型交替出现正、负极脉冲,所以没直 流分量,低频分量也很少,它的频谱如图 5-1 所示,AMI 码的能量集中于 f0/2 处(f0 为码速率). 60 0 f0/2 f0 3f0/2 2f0 f p 图5-1AMI 码的频谱示意图 1.0 0.5 0.5 1.0 fT AMI HDB3 非归零码 归一化功率谱 图5-2HDB3 码的频谱示意图 这种码的反变换也很容易,在再生信码时,只要将信号整流,即可将"-1" 翻转为"+1" ,恢复成单极性码.这种码未能解决信码中经常出现的长连"0" 的问题. 3.HDB3 码及变换规则 这是一种 4 连0取代码,当没有 4 个以上连"0"码时,按AMI 规则编码, 61 当出现 4 个连"0"码时,以码型取代节"000V"或"B00V"代替四连"0"码. 选用取代节的原则是: 用B脉冲来保证任意两个相连取代节的 V 脉冲间 "1" 的个数为奇数.当相邻 V 脉冲间"1"码数为奇数时,则用"000V"取代,为偶 数个时就用"B00V"取代.在V脉冲后面的"1"码和 B 码都依 V 脉冲的极性而 正负交替改变.为了讨论方便,我们不管"0"码,而把相邻的信码"1"和取 代节中的 B 码用 B1B2......Bn 表示,Bn 后面为 V,选取"000V"或"B00V"来 满足 Bn 的n为奇数.当信码中的"1"码依次出现的序列为 VB1B2B3...BnVB1 时,HDB3 码为+或为-由此看出,V 脉冲 是可以辩认的,这是因为 Bn 和其后出现的 V 有相同的极性,破坏了相邻码交替 变号原则,我们称 V 脉冲为破坏点,必要时加取代节 BOOV,保证 n 永远为奇数, 使相邻两个 V 码的极性作交替变化.由此可见,在HDB3 码中.相邻两个 V 码之 间或是其余的"1"码之间都符合交替变号原则,而取代码在整修码流中不符合 交替变号原则.经过这样的变换,既消除了直流成分,又避免了长连"0"时位 定时不易恢复的情况,同时也提供了取代信息.图5-2 给出了 HDB3 码的频谱, 此码符合前述的对频谱的要求. 由于 HDB3 码的这些优点能较好地满足传输码型的各项要求, 所以常被用于 远端接口电路中.在ΔM 编码、PCM 编码和 ADPCM 编码等终端机中或多种复接设 备中,都需要 HDB3 码型变换电路与之相配合. 信码入 非归零码 HDB3OUT 四连"0"检测 及补"1"电路 取代节选择电路 破坏点形成电 路单—双极性变换电路62 图5-3 编码部分的原理框图 单一双极性 变换电路 判决电路 破坏点 检测电路 去除取 代电路 位定时 恢复电路 位定时 HDB3 IN 图5-4 解码部分的原理方框图 4.编码部分 编码电路接收终端机来的单极性归零信码, 并把这种变换成为 HDB3 码送往 传输信道.编码部分的原理框图如图 5-3 所示,各部分功能如下所述: 单极性信码进入本电路,首先检测有无四连"0"码.没有四连"0"时,信 码不改变地通过本电路;有四连"0"时,在第四个"0"码出现时,将一个"1" 码放入信号中,取代第四个"0"码,补入"1"码称为 V 码. (1)破坏点形成电路 将补放的"1"码变成破坏点.方法是在取代节内第二位处再插入一个"1" 码,使单一双极性变换电路多翻转一次,后续的 V 码就会与前面相邻的"1"码 极性相同,破坏了交替反转的规律,形成了"破坏点" . (2)取代节选择及补 B 码电路 电路计算两个 V 码之间的"1"码个数,若为奇数,则用 000V 取代节;若 为偶数,则将 000V 中的第一个"0"改为"1" ,即此时用"BOOV"取代节. (3)单—双极性变换电路 电路中的除 2 电路对加 B 码、插入码、V 码的码序计数,它的输出控制加 63 入了取代节的信号码流,使其按交替翻转规律分成两路, 再由变压器将此两路合 成双极性信号.本级还形成符合 CCITTG703 要求的输出波形. 信码输出为什么要经过定时选通?这个问题请读者自己分析. 解码部分 解码电路完成恢复位定时再生码的功能,原理框图如图 5-4 所示,各部分 功能如下: (1)双—单极性变换电路 传输线来的 HDB3 码加入本电路,输入端与外线路匹配,经变压器将双极性 脉冲分成两路单极性的脉冲. (2)判决电路 本电路选用合适的判决电平以去除信码经信道传输之后引入的干扰信号. 信码经判决电路之后成为半占空(请思考为什么要形成半占空码?)的两路信 号,相加后成为一路单极性归"0"信码,送到定时恢复电路和信码再生电路. (3)破坏点检测电路 本电路输入 B+和B-两个脉冲序列. 由HDB3 编码规则已知在破坏点处会 出现相同极性的脉冲,就是说这时 B+和B-不是依次而是连续出现的,所以可 以由此测出破坏点.本电路在 V 脉冲出现的时刻有输出脉冲. (4)去除取代节电路 在V码出现的时刻将信码流中的 V 码及它前面的第三位码置为"0" ,去掉 取代节之后,再将信号整形即可恢复原来信码.破坏点检测与去除取代节电路 一起完成信码再生功能. (5)定时恢复电路 由随机序列的功率谱可知,此功率谱中包含连续谱和离散谱.若信号为双 64 极性并且两极性波形等概率出现时 p=1-p,G1(f)=-G2(f),则在 ps(ω)的表达 式中后两项为 0,没有离散谱存在,这对于位定时恢复是不利的.所以将信码先 整流成为单极性码,再送入位定时恢复电路,用滤波法由信码提取位定时,这 里给出的电路是用线性放大器做成选频放大器来选取定时频率分量.经整流恢 复出的位定时信号用于信码再生电路,使两者同步. [基本实验仪器实验内容] 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥40MHz 1 台 直流稳压电源 +5V-5V 1 台HDB3 实验箱 1 台 *伪随机码发生器及误码仪 选用 *频谱分析仪 选用 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台 万用表 1 台五、实验方案 特别提醒:在连接电源和实验箱之前,一定要先确认二组电源的电压极性和 电压值正确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接实 验箱和电源时请务必关断电源开关. 这里提供一个实际使用的 HDB3 编、解码电路,分别示于图 5-6、图5-7. 实验者要根据基本原理,分析说明电路工作原理与各部分功能. 为了调测电路方便,我们提供了一个时钟源和标准信号源电路(见图 5-5) 图5-5 所示的时钟源与 1000 码电路已经学过, 有关的门电路可产生 32 位PN 码. 实验者可自己分析工作原理,画出波形. 65 根据实验要求,连接 HDB3 收发单元.注意一定要在接通电源后再连接收发 之间的连接线,如果在接通电源之前没有断开连接线,那么一定要断开一次这 个连接线再接通,否则实验中的波形可能不正确. 1、调测电路 编码器的输入端为实验板上标有"Codein"的插孔.标有"M-Seria"的 插孔为 M 序列输出插孔,标有"1000"的插孔为 1000 码输出插孔,标有"1" 、 "0"的插孔分别表示此插孔连接"VCC"和"GND" (1)、 将HDB3 编码输入端信号用连接线连接到标有 "1" 的插孔, 加入 "全1"码,调测电路,此时 AMI 和HDB3 编码规律是相同的.在测试点(12)观测 此时的编码输出,根据要求记录编码过程中关键测试点波形. (2)、将HDB3 编码输入端信号用连接线连接到标有"0"的插孔,加入 "全0"码,调测电路,此时按 HDB3 编码规律编码.在测试点(12)观测此时 的编码输出,根据要求记录编码过程中关键测试点波形. (3)、将HDB3 编码输入端信号用连接线连接到标有"1000"的插孔, 加入 "1000" 码, 调测电路, 此时 AMI 和HDB3 编码规律是相同的. 在测试点 (12) 观测此时的编码输出,根据要求记录编码过程中关键测试点波形. (4) 、将HDB3 编码输入端信号用连接线连接到标有"M-Seria"的插 孔,加入 M 序列码,调测电路.在测试点(12)观测此时的编码输出,根据要 求记录编码过程中关键测试点波形. (5) 、 用连接线连接 HDB3 的编码输出和译码输入 (测试点 (12) 和(A) ) . 观测 HDB3 码译码过程,详细记录译码过程中各点波形.并比较最后的译码输出 (L)和输入信码(1) . (6)*、用频谱观测 HDB3 马的频谱. (7)*、误码测试 66 将伪随机码发生器产生的 29-1 伪随机码加入编码电路,经过编、译码之 后的输出加到误码仪上进行测试,应达到编、译码无误,调节谐振电路电感量, 观察对信码再生的影响. 2、技术指标 (1)、编码部分 完成二进制单极性码到 HDB3 码的变换,输入信号是码速率为 2048kbit/s 的非归零码.定时 2048KHz,与信码同相.输出为 HDB3 码,其输出波形、负载 等应基本符合国际电报电话咨询委员会 (CCITT) 的G703 建议中有关 2048kbit/s 输出接口波形的要求. 这里我们对 CCITT 的G703 建议略加说明,CCITT 对于通讯系统、网络、传 输等都有详细、严格的规定,分别以各项建议的形式给出.研制设备、网络等 应符合相应的各项建议中的技术指标要求. 本实验中用到的 G703 建议是对分层 的数字接口物理和电气性能要求.下面给出 G703 中对 2048kbit/s 的输出口的 部分要求: 测试负载阻抗 75Ω,电阻性 信号峰值电压 2.37V 空号峰值电压 0±0.237V 脉冲中点处正负脉冲幅度值比 0.9-1.05 标称半幅度处脉冲宽度比 0.95-1.05 脉冲形状标称为矩形,波形上、下冲不超过 20% (2)解码部分 完成位定时恢复与信码再生两种功能.输入为双极性、归零的 HDB3 码, 输出位定时信号为 2048KHz,占空比优于 1:1.1.输出信码为 2048kbit/s 全占空 67 单极性二进制码,与位定时同相.定时、信码的幅度为 3.6±0.4V. [实验报告要求] 实验报告,内容应包括以下各点: 1、技术指标及要求. 2、电路工作原理分析,对关键器件的作用要加以说明,说明调测与实验 步骤. 3、根据实验结果画出输入为全"0"码、全"1"码、1000 码和 32 位PN 码电路上所注各点的波形图 *4、根据实验结果画出 AMI 码和 HDB3 码的频谱,并做出比较. 5、讨论并回答思考题 [思考题] 1、编码输出组件输出什么极性脉冲?若为相反极性的是否可以?比较两 者的优缺点. 2、当传输型为"1000" ,全"0"和32 位PN 码时,输出端的波形是否相 同?若传输距离长,信号衰减较大时输出情况如何?哪种码型定时抖动最小? 哪种最大?为什么? 3、用滤波法由信码中提取位定时信息,对于 HDB3 码要作哪些变换?电路 中如何实现这些变换? 4、谐振回路中 L、C 的取值范围如何考虑?电路的 Q 值应取多少?根据什 么原则决定这些值? (*表示此项可视设备条件选做) 备注:本电路在出厂之前已调试好,故不在需要调试,如要练习,可用无 感螺丝刀按实验内容调节 B3. 68 实验六 FSK 电力线载波通信实验 [实验目的] 1.了解单片机在通信中的应用. 2.了解大规模集成电路的电路组成及工作原理. 3.理解 FSK 的工作原理. [实验预习要求] 1.复习《通信系统原理》中有关 FSK 的内容. 2.认真阅读本实验内容,熟悉实验步骤. 3.预习有关单片机的原理及应用. 三、实验原理及电路说明 1.概述 电力线路本身是用来传输电能的,因而在现代社会里它随处可见,是一笔 巨大的资源及财富.利用电力线路来传输通信信号,不需额外布线,降低了布 线及施工成本,因而在某些应用上具有潜在的价值,如在家庭自动化系统、远 程抄表系统等应用场合. 由于电力线上的干扰及噪声相当大,线路阻抗很不稳定,信号传输损耗大, 要利用电力线实现有效和可行的通信有相当的难度.为此,国外某些厂商开发 了一些专用的电力线载波 MODEM 芯片,其采用的调制方式既有以 FSK 方式为主 的窄带调制方式,也有以扩展频谱技术为基础的宽带调制方式.ST7536 就是意 法半导体公司(SGS-THOMSON)开发的一种以 FSK 方式工作的专用于电力线载 波通信的 MODEM 芯片. 2.实验原理及电路说明 ST7536 工作原理 69 芯片主要特点: 半双工同步 FSKMODEM 600bps 速率,二个可编程信道 1200bps 速率;二个可编程信道 自动调谐接收和发信滤波器 发信频率同步于外接晶振 发信信号电平自动控制 接收灵敏度: 2mVRMS(600bps) 3mVRMS(1200bps) 接收时钟恢复电路 POWER-DOWN(低功耗)模式 芯片简要描述: 70 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 RX/TX RESET TEST4 TEST3 RXD CLR/T RXDEM DGND DVVD TEST1 TEST2 TXD XTAL2 XTAL1 CHS BRS AFCF DVSS IFO DEMI AVSS AGND AVDD RAI RXFO TXFI ALCI ATO ST7536 ST7536 是设计用于电力线载波通信的半双工同步 FSK 调制解调器 (MODEM) , 它工作于±5V 双电源下,并需要外接网络实现与电力线的耦合.它提供了二个 可编程数据速率,每个数据速率均可提供二个信道. 管脚说明: 脚名称管脚号码 功能描述 x/ 1 接收或发送模式选择输入端 ESE 2 逻辑复位和低功耗模式选择端,低 电平有效. EST 3 测试输入选择端.高电平时选择发 信滤器的输入为 TxF1 端EST 3 4 测试输入端, 当TEST1 为高电平时, 选择本脚为时钟恢复电路的输入端 71 xD 5 同步接收数据输出端 LR/ 6 接收或发送时钟(由工作模式决 定) xDE 7 解调数据输出端 GND 8 数字地 VDD 9 数字正电源:5V±5% EST 10 测试输入选择端,高电平时取消发 送至接收模式的自动切换功能,并使 EST 11 测试输入选择端,高电平时压缩发 送至接收模式的自动切换时间. xD 12 发送数据输入 TAL 13 晶振输出 TAL 14 晶振输入 HS 15 信道选择输入 RS 16 波特率选择输入 A FCF 17 可用于相连补偿网络的自动频率 控制信号输出 VSS 18 数字负电源:-5V±5% FO 19 中频滤波输出 EMI 20 FSK 解调输入 A VSS 21 模拟负电源:-5V±5% A GND 22 模拟地 A VDD 23 模拟正电源:5V±5% AI 24 模拟信号接收输入 72 xFo 25 接受滤波器输出 xFI 26 发送滤波器输入(TEST4 为高电平 时选择) A LCI 27 自动电平控制输入 A TO 28 模拟信号发送输出 发送部分: 置Rx/Tx =0 时芯片为发送模式, 当Rx/Tx 保持低电平超过 3ms 时, 芯片自 动进入发送工作模式.再次激活发送模式时需要 Rx/Tx 回到高电平并至少保持 3ms 的时间,然后再置 Rx/Tx 为0电平. 在发送模式时,发送数据(TxD)在决定波特率的时钟信号 CLR/T 的上升沿 被采样(图6-2) .采样数据进入 FSK 调制器,FSK 调制器代表 0、1 数据的二个 基本载频由波特率选择管脚(BRS)和信道选择管脚(CHS)共同决定,见表 1 CLR/T TXD DATA VALID 图6-2 发送数据输入定时 表1: 73 RS HS BaudRa te (Baud) TxFrequencies(KHz) TxD=1-TxD=0 600 81.75-82.35 600 67.2-67.8 1200 71.4-72.6 1200 85.95-87.15 由于这些频率同步于11.052MHz的晶振, 频率精度与晶振的频率精度一样. 为了限制频谱和降低信号中的谐波成分, 来自 FSK 调制器的已调信号再由 开关电容带通滤波器(发送带通滤波器,即TxBAND-PASS)进行滤波. 芯片功能方框图 74 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 IFO XTAL2 XTAL1 RX/TX RESET BRS CHS TXD TXFI DEMI TEST1TEST2 TEST3 TEST4 CLR/T RXD RXDEM ALCI ATO AFCF RAI RXFO DGND DVDD DVSS AVSS AGND AVDD BAND-PASS RX S.C.FILTER 20dB GAIN BAND-PASS S.C.FILTER I.F. AFC REFERENCE VCLTAGE TIME BASE AND CONTROL LOGIC ALC TX BAND-PASS S.C. FILTER A. FSK MODULATOR CORRELATOR POST-DEMO S.C. FILTER M CLOCK RECOVERY TEST LOGIC ST7536 U X M U X A. F I L T E R A. A. F I L T E R A. A. F I L T E R A. A. F I L T E R S M T. F I L T E R S M T. F I L T E R 图6-1ST7536 内部方框图 发送通路的输出级包括一自动电平控制(ALC)系统,它使得模拟发送输 出信号(ATO)的幅度与线路阻抗的变化无关.本ALC 系统是带有 32 个离散增 益值的可变增益控制系统,由模拟反馈信号 ALCI 控制(见图 6—3) . ALC 的增益范围为 0dB 至-26dB,增益变化同步于 7200Hz 的时钟,变化步 长的典型值为 0.84dB,每个时钟周期可分为 34.7us 的增益设置延时时间和 104.2us 的峰值检测时间.增益改变的依据是 ALCI 在检测期间的所得的最大值 与二个门限电平和 VT2 的比较结果. 75 -max(VALCI)≤VT1-下一步增益增加 0.84dB -VT1≤max(VALCI)≤VT2-下一步增益不改变 -VT2≤max(VALCI)-下一步增益降低 0.84Db VT1 VT2 Low Gain Correct Gain High Gain Correct Gain ALC CLOCK 34.7us 104.2us 图6-3 接收部分: 置Rx/Tx =1 时芯片工作于接收模式.波特率和信道的选择同样也由表 1 决定.加于 RAI 与公共端 0V 间的接收信号经开关电容带通滤波器(接收带通滤波 器,Rxband-pass)滤波,滤波器的中心频率为接收信号的中心频率,其带宽约 为6KHz.RAI 的输入电压范围为 2mVRMS 至2VRMS. 接收滤波器的输出经一增益为 20dB 的放大器放大, 该级放大器还同时对大 信号提供限幅作用.经放大限幅后的信号送入混频器进行下变频,混频器的同 步本振信号由 FSK 调制功能提供.最后,混频器的输出经一中频带通滤波器 (IFband-pass)滤波,以提高解调器前信号的信噪比.中频带通滤波器的中心 76 频率与 BRS 有关,当BRS=0 时,其中心频率为 2.7KHz,当BRS=1 时,其中心频 率为 5.4KHz.中频带通滤波器的输出(IFO)通过一外接耦合电容(1μF± 10%,10V)耦合到 FSK 解调器的输入(DEMI) ,以消除接收通道的偏置电压. 时钟恢复电路从解调器输出(RxDEM)提取接收时钟(CLR/T) ,并在 CLR/T 的 上升沿送出解调输出同步数据. CLR/T TXD DATA VALID 图6-4 附加的数字和模拟功能: 由复位输入(RESET )来初始化芯片.当RESET =0 时,置芯片于低功耗模 式并复位内部逻辑.当RESET =1 时,激活芯片. 时基部分通过晶振(11.0592MHz)产生内部所需的各种时钟.晶振接于管 脚XTAL1 和XTAL2 间,并需要外接两电容以保证晶振正常工作.电容值与晶振 特性有关,典型值为 22pF±10%.也可将时钟信号直接加于管脚 XTAL1 上. 自动频率控制(AFC)模块调节接收和发送滤波器的中心频率到载波工作频 率. AFC 环路的稳定性由连接于管脚 AFCF 上的 C1 (470nF±10%, 10V) 、 C2 (47nF ±10%,10V)和R1(1.5KΩ)构成的补偿网络来保证. 77 17 22 C1 C2 R1 AFCF AGND 图6-5 自动频率环路滤波器 测试特性: 附加的放大器允许在管脚 RxFO 上观察接收带通滤波器的输出. 当TEST4=1 时,脚RxFO 直接输入发送带通滤波器被选择和允许. 当TEST2=1 时,发送到接收的自动转换延时由 3 秒缩至 1.48ms. 当TEST1=1 时,发送到接收的自动转换模式无效,电路的功能模式由 Rx/Tx 控制,方式如下:当Rx/Tx =0 时,电路连续发送,当Rx/Tx =1 时, 为便于测试时钟恢复模块与 FSK 解调模块的连接断开,此时 TEST3 为时钟 恢复模块的输入端,RXDEM 跟随 TEST3,RxD 送出重新同步的数据. 3.实验电路原理说明 电力线载波通信实验系统的构成原理框图如下图所示,它由 ST7536、 微控制器(MCU)和电力线接口(PLI)等组成.详细原理图见图 6. Data-transmission over POWERLINE ST7536 PL1 Controller PLI ST7536 Controller 78 图6-6 电力线载波通信系统构成框图 微控制器(MCU)U4 采用了美国国家半导体公司 COP 系列单片机 COP87L84EGN,它主要功能是完成对 ST7536 收发状态的控制、发送数据的 产生、接收数据的处理及电力线接口(PLI)中功放电源的开启及关闭等功 能.另外,微控制器通过 RS232C 接口芯片 U5(MAX232)可实现与个人电脑 (PC)的连接,即通过本实验装置可实现 PC 之间的电力线载波通信(由条 件所限,本实验暂不开通此项功能) . 在实验装置中,微控制器的工作状态由拨动开关 SW1 控制,如表 2: 表2: S W1- 1 W 1 - W 1 - W1- 4 MCU 工作状态 o ff 接收状态 (控制 ST7536 工作于收态) o n f f f f 控制ST7536发固定 "0" 码79 o n f f n 控制ST7536发固定 "1" 码onnff控制 ST7536 发"0" 、 "1"交替码 o n n n 控制 ST7536 发伪随机 码ST7536 为本实验装置中的核心器件, 它完成数据的调制及解调等功能, 详细功能见前述. ST7536 的波特率和信道选择由拨动开关 SW2 控制,如表 3: 表3: SW2- 1 (CHS ) W2- 2 特率发送频率(KHz) TxD=1-TxD=0 off 81.75-82.35 on 67.2-67.8 off 71.4-72.6 on 85.95-87.15 80 在发送模式, 接口放大和滤波来自 ST7536 的发送信号(ATO). ATO 能提 供的最大输出电流仅为 1mA,因而接口中用一缓冲器(BUFFER))来保护 ST7536 并驱动下级电路.来自 ST7536 的发送信号中的二次谐波为-53dB, 为了进一步抑制谐波,接口中用了一低通滤波器(LPF) .经滤波后的信号 送入功放,通过一耦合变压器,功放能驱动 1-100Ω的阻抗.耦合变压器 不仅用于将信号送上电力线,它也作为工作于谐振选频方式下的带通滤波 器,以抑制谐波至-72dB 以下. 电力线接口(PLI)连接 ST7536 到电力线上,框图如下: buffer power amplifier LPF Preamplifier BPF RAI ATO RX/TX transformer powerline 图6-7 电力线接口(PLI)框图 缓冲器(BUFFER) 、低通滤波器(LPF)功放的构成框图如下: 81 + - PUSH PULL AMPLIFIER R9 R10 R11 C16 C18 U2 图6-8 缓冲器(BUFFER) 、低通滤波器(LPF)功放构成框图 上图中,推挽功放(PUSH-PHLLAMPLIFER)由Q5、Q6、Q7、Q8 等组成, 利用反馈网络(R11、C16)的频率特性形成通路的低通滤波特性,详见电 原理图,另外,PLI 中发送通路(缓冲器、低通滤波器、功放)的工作电源 是通过由 Q1、Q2、Q3、Q4 组成的电子开关提供的,开关的开启和关闭由单 片机控制. 在接收模式, 耦合变压器从电力线上耦合进信号. 在将信号送到 ST7536 的接收端(RAI)之前,经预放放大和带通滤波器滤波以提高接收灵敏度信 噪比.预放由 U3:A 等元件组成,带通滤波器由 U3:B、R22、R23、R25、C25、 C26 组成,滤波器的输出经 R18、Z3、Z4 组成的限幅器送入 ST7536 的接收 端(RAI) . 在接收模式,缓冲器和功放被关闭,以免功放的低阻抗对接收信号造 成衰减. [实验仪器] 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥40MHz 1 台82 直流稳压电源 +5V-5V 1 台FSK 电力线载波通信实验箱 1 台 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台 万用表 1 台 [实验内容] 特别提醒: 实验分调制及发送部分测试和接收及解调部分测试.在做调制及发送部分 测试实验时,勿将 P2 插头插上电力线,以确保实验人员的安全.在做接收及解 调实验时,需将 P2 插头插上电力线以接收来自电力线上的信号,此时耦合变压 器TR1 的初级 C19、R16 上带有交流 220V 电压,切勿接触! 在连接电源和实验箱之前,一定要先确认二组电源的电压极性和电压值正 确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接实验箱和电 源时请务必关断电源开关. (一)装置的发送功能测试 将P2 与电力线断开,接上 5Ω的负载(不接也可以) .检查稳压电源与实验 装置连接是否正确,开启稳压电源. 1、发送数据位同步时钟及波特率切换功能测试 将拨动开关 SW1 置如下状态:SW1-1 为on,SW1-2 为on,SW1-3 为off, 即使 MCU 控制 ST7536 处于发送'0' 、 '1'交替码状态. 置拨动开关 SW2 的SW2-2 为off (SW2-1 不管) , 用示波器观测测试点 TP1 的波形 (ST7536 产生并提供的数据位同步信号) , 并用频率计测定该信号的频率, 用示波器观测测试点 TP2 的波形 (MCU 提供的发送数据) 并用频率计测定该信号 的频率.记录信号的波形及频率值,并注意两信号的相位关系及频率关系. 83 置拨动开关 SW2 的SW2-2 为on, 用示波器和频率计作与以上相同的测试 和记录,并注意测试结果的变化. 2、发送通路基本参数的测试 置拨动开关 SW2 的SW2-1 为off,SW2-2 为off,即ST7536 工作在 1 信道. 置拨动开关 SW1 的SW1-1 为on,SW1-2 为off,SW1-3 为off,即MCU 使ST7536 工作在发固定"0"码(此时 TP2 点的信号为固定低电平) ,用示波器 观测 TP4 点信号(发送信号)的波形并对信号的幅度作出记录,用频率计测出 信号的频率. 置拨动开关 SW1 的SW1-1 为on,SW1-2 为off,SW1-3 为on,即MCU 使ST7536 工作在发固定"1"码(此时 TP2 点的信号为固定高电平) ,用示波 器观测 TP4 点信号(发送信号)的波形并对信号的幅度作出记录,用频率计测 出信号的频率. 同理,对其余 3 个信道的发信号信号参数进行测量并作出记录,并将结果 填入下表. 道号SW2 开关 位置 SW2 - 2SW2-1 发"0" 信 号参数 频率(KHz)峰值 (V) 发"1"信 号参数 频率(KHz) 峰值(V) offoff offon 84 onoff onon (二)装置的接收功能测试 做本实验时,由实验指导教师控制某一实验装置处于发送交替"0" 、 "1" 码或伪随机码,学生用实验装置处于接收状态. 调整拨动开关 SW1 的SW1-1 为off, 使MCU 控制 ST7536 处于接收状态, 调 整拨动开关 SW2 的SW2-1、SW2-2 为on,使ST7526 工作于 4 信道.拨掉连在 P2 插口上的 5Ω负载,通过连线将 P2 接在交流 220V 电源上.实验中不要接触 带有交流 220V 器件的带电部分! 1、 "0" 、 "1"交替码的解调接收 发信实验板处于发送交替"0" 、 "1"码状态(指导教师控制) . 用示波器测试 TP4 点对地的信号(接收信号)的峰值大小(若信号太小无 法测试则作出说明) . 用示波器测试 TP5 点对地的信号 (送入 ST7536 解调端的信号) 的峰值大小, 并用频率计测出信号频率. 用示波器测试 TP1 点对地的信号(接收位同步时钟) ,并用频率计测出信号 频率. 用示波器测试 TP3 点对地的信号(接收数据) ,并注意观察有无误码(无误 码的波形应为清晰的方波) . 2、伪随机码的解调接收 发信实验板处于发送伪随机码状态(指导教师控制) . 用示波器测试 TP4 点对地的信号(接收信号)的峰值大小(若信号太小无 85 法测试则作出说明) . 用示波器测试 TP5 点对地信号(送入 ST7536 解调端的信号)的峰值大小, 并用频率计测出信号频率. 用示波器测试 TP1 点对地的信号 (接收位同步时钟) , 并用频率计测出信号频率.将示波器的同步置外同步模式,用TP1 点信号作为 示波器的外同步信号,用示波器测试 TP3 点对地的信号(接收数据) ,仔细调节 示波器的扫描时间及触发电平,直到并在示波器上能显示出稳定的波形.观察 波形并记录所接收的伪随机码序列(本实验中采用了周期为 31 的某一伪随机 码) . [实验报告] 1、整理实验中的波形和数据. 2、 ST7536 工作在 4 信道下, 比较实验装置在发送和接收状态下的位同 步时钟频率.二者是否完全相同,为什么? 3、为了提高通信距离,可在哪些方面作改进? 4、试判断 ST7536 是FSK 的解调器属于哪类解调器,并说明理由. 86 实验七 数字基带信号处理实验 [实验目的] 1、熟悉该系统的时钟信号与各种定时信号的产生方法. 2、理解自适应差值脉冲编码调制(ADPCM)的工作原理. 3、了解大规模集成电路 MC145540 的电路组成及工作原理. 4、了解单片机在通信中的应用. [实验预习要求] 1、复习脉冲编码调制(PCM)实验的内容. 2、预习有关 MCS-51 单片计算机的原理及应用. 3、预习本实验内容,熟悉实验原理和步骤. [实验原理及电路说明] 1.系统电路组成 系统电路和总方框图如图 7-1 所示. 87 时钟 输入 分频 电路 内部 时钟 硬件 定时 信号 CPU 软定 时信 号 定时与时钟电路 ADPCM 数据处 理单元 数据缓 存单元 CPU 控制单元ADPCM 数据处 理单元 数据缓 存单元 CPU 控制单元平衡 平衡 不平衡 不平衡 语音 语音 输入 输出 发送 PCM PCM 接收 接收 发送 ADPCM ADPCM ADPCM CODEC 发送电路 接收电路 收分帧使能信号 收分帧同步信号 收时钟信号 收定时控制信号 收计数脉冲信号 256KHZ 8K DT DT GND SCP RX SCP TX SCP CLK SCP EN 发分帧使能信号 发分帧同步信号 发时钟信号 发定时控制信号 发计数脉冲信号 DR DR GND HZ 分帧时钟 图7-1 数字信号通信实验系统框图 从图中可见,数字信号通信实验系统由 4 个模块电路组成即: (1)系统时钟信号与定时产生电路. (2)自适应差值脉冲编码调制(ADPCM)系统编码与译码电路. (3)发送 ADPCM 数字信号基带压缩传输电路. (4)接收 ADPCM 数字信号基带扩张传输电路. 2.系统时钟信号与信号产生电路 在实验电路或其它电路中,时钟信号是非常重要的,产生出来的时钟的好 坏,将直接影响着整体电路质量,时钟的不稳、抖动或产生互相干扰,时钟信 号的时序关系不严密,出现误差等等,对通信电路产生不同程度的影响.因此, 对时钟信号或者是其它定时信号,必须要有严格的要求,如相位关系,脉冲占 空比定时脉宽. (1) 时钟信号系统电路组成 88 晶振 2048KHZ 时钟分频 及定时变 换电路 发送定时信号产生电路 接收定时信号产生电路 音频信号产生电路 软件使能信号产生电路 8KHZ收发分帧同步信号 256KHZADPCM收发时钟CLK 1024KHZ突收突发时钟信号 发送第1路压缩定时信号 发送第2路压缩定时信号 接收第2路突收定时信号 接收第1路突收定时信号 输出幅度、频率均可调 的单音频正弦波信号 发送压缩使能信号 接收突收使能信号 图7-2 时钟信号系统电路原理框图 (2)系统电路分析 1 2048KHz 时钟信号产生电路 电路如图 7-4 所示. 89 3 4 U214:B SN74LS04 1 2 U214:A SN74LS04 PRE 10 CLK 11 D 12 CLR 13 Q 9 Q 8 U211:B SN7474 R201 1K R202 1K C206 0.01UF J201 2.048MHZ VCC TP210 T1024KHZ R1024KHZ 图7-42048KHz 时钟信号产生电路 电路由倒相器 U214:A、B(74LS04)二分频器 U211:B(74LS74)等电路组成. 电路加电工作后,在测试点 TP210 处可侧出 2048KHz 方波信号,再经二分频即 为1024KHz 方波时钟信号,分别作为收、发电路的突收、突发工作时钟信号, 波形如图 7-5 所示. t t t (TTL电平) f=1024KH f=1024KH TP210 f=2048KH 0 0 0 U211:B(Q) U211:B(Q) 图7-5 突收、突发工作时钟信号 2 时钟分频及定时变换电路 90 1 2 U206:A SN74LS04 13 12 U206:F SN74LS04 CLR 1 LOAD 9 ENT 10 ENP 7 CLK 2 RCO 15 A 3 QA 14 B 4 QB 13 C 5 QC 12 D 6 QD 11 U201 SN74161 TP209 1 2 3 K204 VCC TP211 256KHZ 128KHZ 64KHZ 1024 CLR 1 LOAD 9 ENT 10 ENP 7 CLK 2 RCO 15 A 3 QA 14 B 4 QB 13 C 5 QC 12 D 6 QD 11 U202 SN74161 CLR 1 LOAD 9 ENT 10 ENP 7 CLK 2 RCO 15 A 3 QA 14 B 4 QB 13 C 5 QC 12 D 6 QD 11 U204 SN74161 PRE 4 CLK 3 D 2 CLR 1 Q 5 Q 6 U203:A SN7474 11 10 U206:E SN74LS04 3 4 U206:B SN74LS04 5 6 U206:C SN74LS04 13 12 U212:F SN74LS04 11 10 U212:E SN74LS04 1 2 U208:A SN74LS04 3 4 U208:B SN74LS04 4 5 6 U210:B SN7408 TP211 VCC VCC TP212 8KHZ VCC VCC VCC 1 2 3 K203 1 2 3 K202 1 2 3 K201 VCC VCC VCC C201 470P C202 470P TP214 256 N256 8K R8K P8KHZ CON-8KHZ TP213 TP218 TP219 TP220 TP221 T1024KHZ 64KHZ 图7-6 时钟分频及定时变换电路 发送 1024KHz 方波信号进入倒相器 U206:A(74LS04)的输入端(第1引脚) 后,再经过 U206:F(74LS04)输出到第一级分频电路 U201(74LS161)中,逐 级分频,得到 256KHz 的时钟信号,在测试点 TP211 处可测出波形.将U201 (74LS161)的第 15 引脚输出的 64KHz 窄脉冲信号送至第二级分频电路 U202 (74LS161)的第 7 与10 引脚,作选通信号.由于只有在 64KHz 的窄脉冲期间, 分频电路才能有输出. 因此 U202 的输出经过逐次分频后, 通过 U203:A (74LS74) 与U204:A(74LS161)U212(74LS04) ,在U203:A 的Q端输出 8KHz 作为发送分 帧同步信号,Q 端输出反相 8KHz 作为接收分帧同步信号. U208:A(74LS08)的输出 8KHz 信号作为软定时信号的计数信号,输送至 CPUU215(89C51)的定时器 T0、T1. U210:B(74LS04)是8KHz 窄脉冲对 256KHz 方波进行选通输出.U206:B、C、E (74LS04)作延时用,对256KHz 方波信号进行延时,克服逻辑竞争现象. 91 电路波形如图 7-7. 1024KHz 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 512KHZ 128KHZ 64KHZ 64KHZ窄脉冲 1 1 1 1 1 1 16 16 16 16 16 16 1 15 16 1 15 16 1024KHZ 64KHZ窄脉冲 8KHZ窄脉冲 TP209 U201-14 U201-13 U201-12 U201-11 256KHZ U201-15 TP209 U201-15 U203-5 U203-6 TP211 TP213 图7-7 分频电路及定时变换电路波形图 3 发送定时信号产生电路 电路如图 7-8 所示. 从图中可知,电路由常用电路 74LS04、74LS08、74LS74 等组成.根据电路设计 的逻辑关系,各点波形不难画出.见图 7-9 所示. 92 PRE 4 CLK 3 D 2 CLR 1 Q 5 Q 6 U211:A SN7474 5 6 U310:C SN74LS04 1 2 U207:A SN74LS04 3 4 U207:B SN74LS04 1 2 U212:A SN74LS04 3 4 U212:B SN74LS04 9 10 8 U209:C SN7408 9 8 U206:D SN7404 VCC C203 470P 1 2 3 K207 1 2 3 K206 TP222 TP223 TINT0 TINT1 T019 T119 4 5 6 U209:B 9 10 8 U210:C SN7408 SENDEN TINT TF1024 TFEN TP216 TP217 图7-8 发送定时信号产生电路 U206-8 U211-5 U211-6 U209-8 U209-6 第一路 第二路 图7-9 发送定时信号波形图 4 接收定时信号产生电路 电路如图 7-10 所示. 从图中可知,同发送定时信号类同,产生定时信号的方法也相同,故波形略. 需要指出的是,U213:A、B(74LS04) 、U203:B(74LS74)的作用是对接收到的数 93 字基带信号进行整形输出. U213:D、E(74LS04) 、U210:A(74LS08) 、U208:D、E(74LS08)的作用是用接 收使能信号(由软件产生)对接收时钟 1024KHz 的选通进行输出. 11 10 U213:E SN74LS04 5 6 U213:C SN74LS04 1 2 U213:A SN74LS04 9 8 U213:D SN74LS04 5 6 U208:C SN74LS04 3 4 U213:B SN74LS04 13 12 U208:F SN74LS04 9 8 U218:D SN74LS04 1 2 3 U210:A SN7408 TP215 1 2 3 R1024KHZ RECEN RADPCM RINT R1024 C204 470P PRE 10 CLK 11 D 12 CLR 13 Q 9 Q 8 U203:B SN7474 11 10 U208:E SN74LS04 9 8 U318:D SN74LS04 9 8 U212:D SN74LS04 5 6 U212:C SN74LS04 PRE 4 CLK 3 D 2 CLR 1 Q 5 Q 6 U205:A SN7474 1 2 3 U209:A SN7408 12 13 11 U209:D SN7408 VCC VCC 1 2 3 K208 1 2 3 K209 TP225 R1024WR R1024CLK RADPCMD RINT0 RINT1 R11 R01 TP208 图7-10 接收定时信号产生电路 5 软件使能信号产生电路 电路如图 7-11 所示. 94 EA/VP 31 X1 19 X2 18 RESET 9 RD 17 WR 16 INT0 12 INT1 13 T0 14 T1 15 P10 1 P11 2 P12 3 P13 4 P14 5 P15 6 P16 7 P17 8 P00 39 P01 38 P02 37 P03 36 P04 35 P05 34 P06 33 P07 32 P20 21 P21 22 P22 23 P23 24 P24 25 P25 26 P26 27 P27 28 PSEN 29 ALE/P 30 TXD 11 RXD 10 U215 89C51 TP205 TP206 SEMDEN RECEN TP207 CON-8KHZ GND J202 12MHZ C206 20P C207 20P TP201 E201 100UF/16V R203 3K VCC 1 2 3 K201 TP204 RESET TRESET TP203 TP202 SPSEN 图7-11 软件使能信号电路图 从图中可见,软件使能信号产生电路是由 89C51CPU 构成的.在这里,我们 编写程序要求输出一个脉冲宽度为 625μS,周期为 17000μS 的软件使能信号. 3.自适应差值脉冲编码调制(ADPCM)系统电路 (1)ADPCM 基本原理 在数字通信系统传送与处理过程中,发送、接收、处理的信息是二进制数 码,因而它与模拟通信相比,具有抗干扰性强(可中继再生、防止噪声积累) , 便于加密,适于处理与集成化,可靠性好等特点.基于这些特点,使得数字通 信业已成为现代通信技术发展的重要方向. 对于电话数字通信,需要对话音进行编码与解码,即进行 A-D、D-A 变换.将 模拟信号转换为数字信号,话音编码方法很多,常用的有脉冲编码调制(PCM- PulseCodeModulation) ,增量调制(DM 式ΔM-Delta.Modulation) ,线性预测编 码(LPC-LinearPrelictiveCoding)及它们的改进方法:差值脉冲编码调制 95 (DPCM) ,自适应差值脉冲编码调制(ADPCM)与自适应增量调制(ADM)等.在 分析 ADPCM(AdaptiveDfferentialPulseCodeModulatior)工作原理之前,必须 搞清楚 PCM 的工作原理才能进行分析,关于 PCM 编译码的基本原理及其工作过 程参见教材和实验指导书的有关章节,这里不再重复. 目前,脉冲编码调制(PCM)的数字通信系统已经在大容量数字微波、光纤 通信系统,以及市话网局间中继传输系统中获得广泛的应用.但是现有的 PCM 编码必须采用 64Kbit/s 的A律或μ律对数压扩的方法, 才能符合长途电话传输 语音的质量指标,其占用频带要比模拟单边带通信系统宽很多倍.这样,对于 费用昂贵的长途大容量传输,尤其是对于卫星通信系统,采用 PCM 数字通信方 式时的经济性很难和模拟相比拟.因此,人们一直致力于研究压缩数字化语音 占用频带的工作,也就是努力在相同质量指标的条件下,降低数字化语音数码 率,以提高数字通信系统的频带利用率. 自适应差值编码调制(ADPCM)是在差值脉冲编码调制(DPCM)基础上逐步 发展起来的,DPCM 的工作原理参见原理教材有关章节.它在实现上采用预测技 术减少量化编码器输入信号的多余度,将差值信号编码以提高效率、降低编码 信号速率,这广泛应用于语音和图像信号数字化.CCITT 近几年确定了 64Kb/s —32kb/s 的变换体制, 将标准的 PCM 码变换为 32kb/s 的ADPCM 码, 传输后再恢 复为 64Kb/s 的PCM 信号,从而使 64Kb/s 数字话音压缩速率一倍,使传输信道 的容易扩大一倍. ADPCM 中的量化器与预测器均采用自适应方式, 即量化器与预测器的参数能 根据输入信号的统计特性自适应于最佳参数状态.通常,人们把低于 64Kb/s 数 码率的语音编码方法称为语音压缩编码技术,语音压缩编码方法很多,自适应 差值脉冲调制(ADPCM)是语音压缩编码中复杂程度较低的一种方法.它能在 32kbit/s 数码率上达到符合 64kbit/s 数码率的语音质量要求, 也就是符合长途 电话的质量要求. 当以高于奈奎斯特速率对话音或视频信号抽样时,在前后样值间可以看到有明 96 显的相关性,将这些相关样值按通常 PCM 系统的方式加以编码时会使得编码信 号含有多余信息.如在编码前将这种多余信息去掉,则可得到效率较高的编码 信号.为此,可先利用信号 X(nts)的相关性对未来样值进行线性预测,预测 器通常为抽头延时滤波器(即FIR 滤波器)如图 7-12 所示. X X X X X 相加延时 (Ts) (Ts) (Ts) (Ts) a0 a1 a2 a3 ani X(nTs) X (nTs) 图7-12 线性预测器的构成 线性预测器的预测值为: XΛ (nTs)= ∑ ? = ? 1 n 0 i jTs) aiX(nTs 其中 ai 为预测系数,在DPCM 中为常数;在ADPCM 中为自适应变量.n 为预测阶 数.可以根据预测误差能量最小的准则求出预测系数 ai.这样,PCM 编码器改 为对差值信号 e(nts)=x(nts)—x∧ (nts)进行量化和编码,以达到 ADPCM 编码的 目的. (2)ADPCM 专用芯片 MC14LC5540 介绍 本次实验系统使用 ADPCM 的大规模集成电路专用芯片 MC14LC5540,其时化 器与预测器均为自适应方式. a.引脚排列和逻辑图如图 7-13、7-14 所示. 97 发送增益调整 及滤波器电路 2.4V参考 电位 模/数转换 电路 侧音增益 调整电路 接收增益调整 及滤波器电路 数/模转换 电路 K1 X 1 2 3 4 5 6 模拟转换与编译码滤波 3V数字电源电压 5V模拟电源电压 电源管理系统电路 接收数字信 号增益电路 PCM译 码电路 ADPCM 译码器 抗干扰突发 检测预算电路 可编程双 音频信号 发生器 PCM编 码电路 ADPCM 编码器 K2 K3 串行控制接口电路 数字信号处理电路 接收移位 寄存器 接收帧 同步电路 发送帧 同步电路 发送移位 寄存器 时序与 控制电路 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 PO+ PO- PI RO AXO+ AXO- VAG TG TI- TI+ VDD CI+ CI- VSS VEXT VDSP SCP EN SCP CLK SCP RX SCP TX PDI/RESET SPC DT FST BCLKT BCLKR FSR DR K4 图7-13MC145540ADPCM 编译码电路框图 b.MC145540ADPCM 芯片特性 1 单一供电方式:2.7--5.25V 2 低功耗:5V 时150mW 功耗下降 0.3mW ,3V 时65mW 功耗下降 0.2mW 3 低噪声;有差分模拟电路. 4 μ律/A 律压扩 PCM 编译码/滤波器电路. 5 三种速率选择(32、24、16Kbit/s)四种算法 ADPCMCODEC 完全满足 G721、 723、726 和G714 的PCM 性能. 6 通用可编程双音频发生器. 7 可编程发送增益调整,接收增益调整与侧音增益调整. 8 可提供话筒接口的低噪声、高增益的三端输入运算放大器电路. 98 9 可直接与扬声器接口、推挽 300Ω负载负抗相匹配. 10 可提供振铃接口的推挽 300Ω的驱动电路. 11 可提供低功耗方式:3V 电源送入数字信号处理电路. 5V 电源送入模拟信号处理电路. 12 在接收端具有噪声突发检测算法. 13 有串行控制口和监控内存,可实现微计算机控制. 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 TG TI- TI+ VAG RO AXO- AXO+ VDSP VEXT PI PO- PO+ PDI/RESET SCP EN SCP CL SCP TX SCP RX FST BCLKT DT SPC VSS CI- CI+ DR BCLKR FSR VDD 图7-14 管脚分配图 c.管脚功能简介 第1引脚(TG-TransmitGain) :发送增益控制.由第 2 引脚(TI-)和第 3 引脚(TI+)输入的音频信号经输入运放后从该端输出.这是用于设置运算放大 器的发送增益的输出端及发送带通滤波器的输入端. 99 第2引脚(TI--TransmitAnalongInvertingInput):模拟运算放大器反相输入 端.这是用于设置运算放大器发送增益的反相输入,增益设置通常是从该脚连 接到 TG 和从该脚到模拟信号源的两个电阻构成的. 第3引脚(TI+-TransmitAnalongInput):模拟运算放大器同相输入端,对于 输入增益设置运算放大器,该脚提供了差分与单端回路的转换,这就允许以第 22 脚(Vss)为参考点的输入信号以最小的噪声将电平变换为以第 4 脚(VAG)为 参考点的信号, 如果输入信号已经以 VAG 脚为参考点, 可将该脚与 VAG 脚相连构成 一种反相放大器配置. 第4引脚(VAG-AnalongGroundQutput):模拟地输出端,该端提供一个稳压在 2.4V 的中值模拟地,输送给第 3 引脚,器件内的所有模拟信号处理均以该引脚 为参考点,应采用 0.1μF 陶瓷电容使该脚与 VSS 去耦.如果所要处理的音频信 号是以 VSS 为参考点,那么必须采取措施以避免 VSS 和VAG 脚之间的噪声. 第5引脚(RO-ReceiveAnalogoutput) :接收模拟信号输出端.这是与数/模转 换器相连的接收平滑滤波器的正相输出, ADPCM 信号经过变换处理后的模拟音频 信号从该端输出. 第6引脚(AXO--AuxlliaryAudioPowerInvertingOutput) :辅助音频功率信号 反相输出端.该端和第 7 引脚分别是辅助功率输出.驱动器的同相、反相输出, 该辅助功率驱动器能差分驱动一个 300Ω负载. 第7引脚(AXO+-AuxlliaryAudioPowerOutput) :辅助音频功率信号同相输出 端.功能同 AXO-. 第8引脚(Vcsp-DigitalSignalProcessorPowerSupplyQutput) :数字信号处理 单元电压输出端.VDSP 接片内 VDSP 稳压器的输出端,VDSP 稳压器用于向 DSP(数字 信号处理)电路和 ADPCM 编译器的其他数字模块提供正电压,电压为 3V.使用 时应采用一个 0.1μF 陶瓷电容使 VDSP 与VSS 去耦,该脚不能用于驱动外部负载. 第9引脚(VEXT-ExternalPowerSupplyInput) :外部电源输入端.该脚由外加一 电源电压输入,电压在 2.70V-5.25V 之间,在芯片内部它连接到 VDSP 稳压器的输 100 入端、15V 稳压电荷泵及包括串行控制端和 ADPCM 串行数据端在内的所有数字 I/O,该脚还与模拟输出驱动器(PO+,PO-,AXO+,AXO-)相连,使用时该脚 应采用一个 0.1μF 陶瓷电容与 VSS 去耦. 第10 引脚(PI-PowerAmpliferInput) :音频功率放大输入端.该端是 PO-放大 器的反相输入端,该端必须与第 5 引脚或第 6、7 引脚的输出音频功率信号之间 相连接,从第 11 引脚(PO-)输出音频功率信号.同时,该端内的运放的放大 增益由芯片内的 16 个字节的可编程的 RAMBR2(b7)控制,后面我们还将介绍芯 片的 16 个字节的 RAM 存贮器的功能. 第11 引脚(PO--PowerAmpliferInvertingInput):音频功率放大器反相输出 端.经过音频功率放大器放大后的信号反相从该脚输出,同样由 BR2 控制增益 大小. 第12 引脚(PO+-PowerAmpliferInvertingInput):音频功率放大器同相输出 端,P0+为PO-的翻转信号,与PO-构成推挽功放,功能同 PO-. 第13 引脚( RESET / PDI -PowerDownInput/Reset)低功耗输出/复位输入端.该 脚正常时应为高电平状态,将逻辑 O 加到该脚时会强制器件进入低功耗状态, 该脚上的一个上升沿会引起器件供电恢复,并强制 ADPCM 进入复位状态. 第14 引脚(SCPEN-SerialControlportEnableInput)串行控制口使能信号输入 端.SCPEN 为低电平时,将选取串行控制端(SCP)传送进出 MC145540ADPCM 编 译码器的控制和状态信息,为了使信息能进出 MC145540ADPCM 编译码器,该脚 应保持低电平总共 16 个SCPCLK 信号周期的时间.MC145540 内部的数字信号处 理单元必须要由外部CPU控制单元对其芯片内的16个字节的RAM进行编程控制, 才能工作,否则,该芯片不工作,但SCPCLK 端、SCPTX 端和 SCPRX 端一起操作, 该端是使能信号输入端. 在本实验中由 U301 (89C51) CPU 的P1 口的 P1.7, P1.6, P1.5,P1.4,同时控制.其时序关系见图 7-15 所示. 101 R/W A0 A1 A2 A3 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 高阻 SCPEN SCPCLK SCP RX SCP TX (a)采用双8比特传送的SCP字节寄存器写操作 R/W A0 A1 A2 A3 高阻 SCPEN SCPCLK SCP RX SCP TX (b)采用双8比特传送的SCP字节寄存器读操作 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 R/W A0 A1 A2 A3 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 高阻 SCPEN SCPCLK SCP RX SCP TX (c)采用单16比特传送的SCP字节寄存器写操作 任意 任意 任意 任意 任意 任意 R/W A0 A1 A2 A3 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 高阻 SCPEN SCPCLK SCP RX SCP TX (d)采用单16比特传送的SCP字节寄存器读操作 任意 任意 图7-15 外部 CPU 对MC145540 读、写操作时序波形 第15 引脚(SCPCLK-SerialControlPortClockInput)串行控制口时钟信号输 入端. 该输入端用于控制进出 SCP 接口的数据传输速率. 数据从 SCPRX 在SCPCLK 的上升进入 MC145540;从SCPTX 引脚在 SCPCLK 的下降沿移出该器件.SCPCLK 可以介于 0~4.096 之间的任何频率.当SCPEN 为低电平进行 SCP 处理.注意, 当SCPEN 为高电平(即它可能工作于连续的或突发的模式)时,SCPCLK 不起作 用. 102 第16 引脚(SCPTX-SeriolContralportTransmitInput)串行控制口发送状态 字输出端.该端用于从 MC145540ADPCM 编译码器输出控制及状态信息,数据在 SCPCLK 下降沿移出 SCPTX,其中最高有效比特位先移出. 第17 引脚(SCPRX-SerialControlPortReceiveInput)串行控制口接收状态字 输入端.该端用于向 MC145540ADPCM 编译码器输入控制及状态信息.数据在 SCPCLK的上升沿移进该器件. 当SCPEN为高电平或数据正在移出SCPTX时, SCPRX 将不起作用. 第18 引脚(FST-FrameSync,Fransmit)发送帧同步信号输入端.当采用长帧 同步或短帧同步模式时, 该脚接收一个8KHz 时钟信号, 用于与DT 脚的串行ADPCM 数据输出同步. 第19 引脚(BCLKT-BitClock,Transmit)发送比特时钟信号输入端.当采用 长帧同步或短帧同步模式时, 该脚接收任何介于 645~12KHz 之间的比特时钟频 率,本实验中,时钟信号为 256KHz 的方波信号. 第20 引脚(DT-DataTransmit) :数据发送端口.ADPCM 编码输出,该脚受 PST 和BCLK 控制,其关系见图 7-16 所示,除了输出数据时,该脚呈高阻态. 第21 引脚(SPC-SignalProcessorClock):数字信号处理单元主时钟输入端. 该端需要一个 20.48MHz 或20.736MHz 的时钟信号作为 DSP 的主时钟, 器件内部 将该时钟分频产生 PCM 编译码所需的 256KHz 时钟. 在实验中, 由晶振 20.48MHz 振荡产生提供给该端. 第22 引脚(Vss-NegativePowerSupply) :接地端. 第23、24 引脚(CI - 、CI+ )电荷泵电容管脚.这两者是与内部稳压电荷泵相连 的电容连接端,该泵用以产生 VDD,这两管脚之间应接一个 0.1μF 电容.注意如 果提供了外部 VDD,在电路中不应使用此电容,本实验没有用到. 第25 引脚 (DR-DataReceive) 数据接收端. 从DR 端输入 ADPCM 待译码的数据, 数据以串行格式与 FSR 和BCLKR 同步输入.其时序关系见图 7-16 所示. 103 FST(R) BCLKT(R) DT DR 1 2 3 4 5 6 7 8 1 2 3 4 5 6 7 8 任意 任意 (a) 长帧同步(64Kbps PCM 数据时序) FST(R) BCLKT(R) DT DR 1 2 3 4 1 2 3 4 任意 任意 (b) 长帧同步(32Kbps PCM 数据时序) FST(R) BCLKT(R) DT DR 1 2 3 1 2 3 任意 任意 (c) 长帧同步(24Kbps PCM 数据时序) FST(R) BCLKT(R) DT DR 1 2 1 2 任意 任意 (d) 长帧同步(16Kbps PCM 数据时序) FST(R) BCLKT(R) DT DR 1 2 3 4 1 2 3 4 任意 任意 (e)短帧同步(32Kbps PCM 数据时序) 图7-16ADPCM 信号串行口时序波形图 第26 引脚(BCLKR-BitCLOCK,Receive)接收比特时钟输入端.ADPCM 译码电路 104 时钟信号输入.当采用长帧同步或短帧同步模式时,从BCLKR 脚接收 64- 5120KHz 间的任何比特时钟频率,该脚也可以采用一个外部 256KHz 时钟为器件 内的模拟信号处理功能模块提供定序, 这一功能可以通过 SCPBR0(b7)进行选择. 第27 引脚(FSR-FrameSync.Receive)接收帧同步时钟信号输入端.当采用长 帧同步或短帧同步模式时, FSR 接收一个 8KHz 的时钟信号与 DR 脚的串行 ADPCM 输入数据同步.在长帧或短帧同步模式时,FSR 可与 FST 异步操作. 第28 引脚(VDD-PositveDowerSupplyFuput/altput) :正电源输入/输出端.这 是片内稳压电荷泵的正输出和作为器件中模拟部分的正电源输入端.根据提供 的电压,该管脚可工作于两种不同的模式: ①当采用 5V(±5%)稳压电源向 VEXT 供电时,VDD 作为输入,可以与 VEXT 外部相 连.此时不应使用电荷泵电容 CI,并且通过 BRO(b2)关闭电荷泵.这时 VEXT 和VDD 可采用同一个 0.1?F 陶瓷电容与 VSS 去耦. ②当以 2.70――5.25V 向VEXT 供电时, 比如采用电池供电, 应使用电荷泵. 此时, VDD 作为片内稳压电荷泵的输出,一定不能与 VEXT 相连.应采用一个 0.1μF 陶瓷 电容使该脚与 VSS 去耦.在此模式下,VDD 不能用于驱动外部负载.关闭电荷泵或 器件低功耗状态时,该脚与 VEXT 内部相连. d.对芯片内 16 个字节 RAM 的分析 表7—1 列出了 MC145540 内部 16 个字节 RAM 的详细表. 下面对其中主要参 数作一分析: 表7—1MC145540 内部 16 个字节 RAM 串行控制寄存器比特设置表. (scp 寄存器图中有 16 个字节寄存器, BRO――BR5 和BR7――BR10 提供器 件的外部控制和状态,BR15 专用于 MC145540 用以保持屏蔽字的值,BR6、 BR11――BR14 没定义,保留使用) . 105 字节B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR0 外部256KHZ 时钟选择Mu/A 律选择模拟自环 I/0 模式(1) I/0 模式(0) 电荷泵无效模拟低功耗数字低功耗BR1 保留 侧音增益(2) 侧音增益(1) 侧音增益(0) 发送静噪 发送增益(2) 发送增益(1) 发送增益(0) BR2 RO 参考 点选择 AXO 使能PO 无效接收滤波器无效PO 静噪模拟接收增益(2) 模拟接收增益(1) 模拟接收增益(0) BR3 数字 RX 增益有效数字RX 增益(6) 数字RX 增益(5) 数字 RX 增益(4) 数字RX 增益(3) 数字RX 增益(2) 数字RX 增益(1) 数字RX 增益(0) BR4 N.B. 时间/音频 参数(7) N.B. 时间/音频参数(6) N.B. 时间/音频参数(5) N.B. 时间/音频 参数(4) N.B. 时间/音频参数(3) N.B. 时间/音频参数(2) N.B. 时间/音频参数(1) N.B. 时间/音频参数(0) BR5 N.B. 门限(7)/ 地址参N.B. 门限(6)/ N.B. 门限(5)/ N.B. 门限(4)/ 任意 N.B. 门限(3)/ N.B. 门限(2)/ N.B. 门限(1)/ N.B. 门限(0)/ 106 数(1) 地址参数(0) 任意 地址参数(11) 地址参数(10) 地址参数(9) 地址参数(8) BR6 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 BR7 音频参数状态 N.B. 检测有效 2/6 延时选择G.726/ Motorol a 16Kbps 音频有效 保留 音频 1 有效 音频 2 有效 BR8 软件编码器复位软件译码器复位线性编译码模式高通无效保留 保留 保留 保留 BR9 编码器PCM(7) 编码器PCM(6 ) 编码器PCM(5 ) 编码器PCM(4) 编码器PCM(3 ) 编码器PCM(2 ) 编码器PCM(1 ) 编码器PCM(0 ) BR1 0 D/APCM (7) D/APC M (6) D/APC M (5) D/APCM (4) D/APC M (3) D/APC M (2) D/APC M (1) D/APC M (0) BR1 1 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 BR1 2 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 BR1 3 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 107 BR1 4 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 保留 BR1 5 保留 保留 保留 保留 保留 屏蔽(3) 屏蔽(2) 屏蔽(1) 注: "设置"——比特表示向寄存器中写 1 "清除"——比特表示向寄存器中写 0 ①、BR0 表7-2 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR0 外部256KHZ 时钟选 择Mu/A 律选择模拟自环 I/0 模式(1) I/0 模式(0) 电荷泵无效模拟低功耗数字低功耗B0 数字电路低功耗; "1"—低功耗"0"—非低功耗 B1 模拟电路低功耗; "1"—低功耗"0"—非低功耗 B2 电荷泵使能信号; "1"—使用电荷泵"0"—关闭电荷泵 B3B4 见表 7-3 I/O 模式(1:0) MC145540 模式 00 ADPCM 编译码(CODEC) 01 PCM 编译码(CODEC) 10 CCITTTest 11 BalleryTest B5 模拟信号自环选择; "1"—自环"0"—不自环 B6u/A 律选择; "1"—选择 A 律"0"—选择u律108 B7256KHZ 时钟选择; "1"—外加 256KHZ 进入 "0"—内产生 256KHZ 时钟 ②、BR1 表7-4 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR1 保留 侧音增益(2) 侧音增益(1) 侧音增益(0) 发送静噪 发送增益(2) 发送增益(1) 发送增益(0) B0、B1、B2 控制发送增益大小选择见表 7-5 B4、B5、B6 控制侧音增益大小选择见表 7-6 B3 发送电路和选择开关; "1"—发送电路被关闭 "0"—发送电路被接通 表7-5 发送增益控制表 7-6 侧间增益控制 发送增 益(2) 发送增 益(1) 发送增益(0) 发送增益(dB) 测音增益(2) 测音增益(1) 测音增益(0) 测音增益(dB) 0 0 0 0 0 0 0 -00 0 0 1 +1 0 0 1 -21.5 0 1 0 +2 0 1 1 -18.0 0 1 1 +3 0 1 1 -15.0 1 0 0 +4 1 0 0 -13.5 1 0 1 +5 1 0 1 -12.0 1 1 0 +6 1 1 0 -10.5 1 1 1 +7 1 1 1 -8.5 109 ③、BR2 表7-2 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR2 RO 参考点选择 AXO 使能PO 无效接收滤波器无效PO 静噪模拟接收增益(2) 模拟接收增益(1) 模拟接收增益(0) B0、B1、B2 控制模拟接收增益大小选择见表 7-8 B3 静噪输出选择; "1"—不输出"0"—输出 B4 接收滤波器选择; "1"—不接通滤波器"0"—接通滤波器 B5 接收音频功率放大信号选择; "1"—不选择音频功率放大电路 "0"—选择音频功率放大电路 B6 选择音频信号是否反相输入; "1"—是"0"—不是 B7 接收音频信号的参考电位选择; "1"—选择"0"—不选择 表7-8 模拟接收增益控制 模拟接收增 益(2) 模拟接收增益 (1) 模拟接收增益(0) 模拟接收增益 0 0 0 0 0 0 1 -1 110 0 1 0 -2 0 1 1 -3 1 0 0 -4 1 0 1 -5 1 1 0 -6 1 1 1 -7 ④、BR3 表7-9 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR3 数字RX 增益有效数字RX 增益(6) 数字RX 增益(5) 数字RX 增益(4) 数字RX 增益(3) 数字RX 增益(2) 数字RX 增益(1) 数字RX 增益(0) B0、B1、B2、B3、B4、B5、B6 控制数字接收增益大小选择见表 7-10 B7 数字接收增益选择开关; "1"—接通开关 "0"—断开开关 表7-10 数字接收增益 Integral Bits FractionalBits Linear Orx Gain B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 Factor Binary 111 Weighting 21 20 2-1 2-2 2-3 2-4 2-5 — Decimal Eouivalent 2 1 0.5 0.25 0.125 0.0625 0.03125 — Example1 0 0 1 0 0 0 0 0.5 Example2 0 1 0 0 0 0 0 1.0 Example3 1 1 1 1 1 1 1 3.9657 ⑤、BR4 表7-11 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR4 N.B. 时间/音频参数(7) N.B. 时间/音频参数(6) N.B. 时间/音频参数(5) N.B. 时间/音频参数(4) N.B. 时间/音频参数(3) N.B. 时间/音频参数(2) N.B. 时间/音频参数(1) N.B. 时间/ 音频参数(0) a)N.B 时间(NoiseBurstDetectInterval)干扰噪声检测时间间隔算法,由BR7 (b6)和(b3)进行控制,当BR7(b6)=1,BR7(b3)=0 时,其计算由 BR7 决定, 可在 20-128 之间选取任意值.20(00010100)128(1000,0000). b)音频参数(ToneGenerator,Parameter)双音频信号发生器输出大小控制, 同时与 BR5 控制决定. ⑥、BR5 表7-12 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR5 N.B. 门限N.B. 门限N.B. 门限N.B. 门限N.B. 门限N.B. 门限N.B. 门限N.B. 门限(0)/ 112 (7)/ 地址参数(1) (6)/ 地址参数(0) (5)/ 任意 (4)/ 任意 (3)/ 地址参数(11) (2)/ 地址参数(10) (1)/ 地址参数(9) 地址参数(8) B0、B1、B2、B3 双音频参数大小选择 B6、B7 双音频发生器地址选择见表 7-13 a) N.B 时间干扰噪声检测量门限控制,由BR7 与BR5 同时决定大小. b) 音频参数双音频发生器地址参数选择. 表7-13 双音频发生器地址参数 B7ToneGenerator B6ToneParameter ResultingOparation 0 0 ToneGenerator1.FreauencyCoefficient 0 1 ToneGenerator1.ToneAttenuationFactor 1 0 ToneGenerator2.FreauencyCoemclent 0 1 ToneGenerator2.FttenuationFactor ⑦、BR7 表7-14 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR7 音频参数状态 N.B. 检测有效 2/6 延时选择G.726/ Motorola 16Kbps 音频有效 保留 音频 1 有效 音频2有效B0 双音频发生器 2 选择 B1 双音频发生器 1 选择 113 B2 保留不用 B3 双音频发生器输出开关; "1"—打开 "0"—关闭 B4 检测算法选择; "1"—选择 MotorolaADPCM 算法 "0"—选择 G.726ADPCM 算法 B5 帧延时选择; "1"—选择 6 帧作延时 "0"—选择 2 帧作延时 B6 干扰噪声检测使能; "1"—打开 "0"—关闭 B7 双音频状态参数选择; "1"—选通 "0"—不选通 ⑧、BR8 表7-15 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR8 软件编码器复位软件译码器复位线性编译码模式高通无效 保留 保留 保留 保留 B0、B1、B2、B3 保留不用 B4 高通滤波器选择; "1"—不选 "0"—选通 B5 编译码模式; "1"—选择 8 位比较线性 CCODE 滤波器 "0"—不选 B6 软件译码复位选择; "1"—选择 "0"—不选 114 B7 软件编码复位选择; "1"—选择 "0"—不选 ⑨、BR9 表7-16 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR9 编码器 PCM(7) 编码器 PCM(6) 编码器 PCM(5) 编码器 PCM(4) 编码器 PCM(3) 编码器 PCM(2) 编码器 PCM(1) 编码器 PCM(0) 仅仅输出 PCM 译码信号至外 CPU,由外 CPU 进行处理再输出. 该BR9 由BRO 中的 I/0 模式选择决定,见BRO. ⑩、BR10 表7-17 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0 BR10 D/APCM (7) D/APCM (6) D/APCM (5) D/APCM (4) D/APCM (3) D/APCM (2) D/APCM (1) D/APCM (0) 仅仅输出 PCM 译码信号至外 CPU,由外 CPU 进行处理再输出. 该BR10 由BRO 中的 I/0 模式选择决定见 BRO. e.电路基本工作原理 电路如图 7-17 所示. ①模拟信号平衡输入/不平衡输出电路 电路如图 7-18 所示.由图可知,该电路的基本工作原理较为简单,同学们可 自己分析或参考有关书籍,故不再讲述. ②ADPCM 编译码系统电路 电路如图 7-19 所示,现结合图 7-19 与图 7-14 简要说明其工作过程. 模拟信号从电容 E101(10uf/16V),进入电阻 R113(10KΩ)到运放的反相 115 输入 TI-端,运放的输出端一方面送至增益调整电路和滤波器电路,另一方面, 经过 TG 端至反馈电阻 R114(10KΩ)到运放的反相输入 TI-端,构成负反馈, 放大倍数等于 R11410KΩ 1 R11310KΩ 故为 1:1,没有放大作用.滤波器的输出信号一方面送至侧音增益调整电路, 另一方面送至模/数转换电路,变为数字信号,通过外 CPU 微处理器对内部 RAM 编程控制,K1 使开关接通 ADC 转换的输出,进入 PCM 编码电路,输出 PCM 信号, 再经过 ADPCM 编码电路,输出到发送串行移位寄存器电路中,最后 ADPCM 数据 从第 20 引脚(DT 端)输出. ADPCM 数据信号从第 25 引脚(DR 端)进入,串行输入至接收串行移位寄存器电 路中,经过 ADPCM 译码器进行译码,输出 PCM 数据码,再经过接收增益调整电 路后送入 PCM 译码电路、数模转换 DAC 等电路输出模拟信号经过放大滤波,最 后从芯片内电子开关 K4 输出,运放 3、4、5、6 四个运放电路,可根据实际情 况进行连接.在本实验电路中,运放连接方法见图 7-19 所示.最后从第 5 引脚 (RO 端)输出模拟信号. 特别强调的是, 该芯片的工作是由外部 CPU 对其内部 16 个字节的 RAM 进行编程, 由程序进行控制. 116 R102 10K R103 10K R104 100K R105 100K R112 10K R111 10K R110 10K R109 10K R106 10K R107 10K R108 1K R101 600 C101 0.68UF C102 0.68UF N101 CROPHONE 9 10 8 11 4 U102:C TL084 6 5 7 4 11 U102:B TL084 13 12 14 4 11 U102:D TL084 W101 20K TP101 TP102 TP114 VCC -5 AVIN1 AVIN2 TG 1 TI- 2 TI+ 3 VAG 4 RO 5 AXO- 6 AXO+ 7 VDSP 8 VEXT 9 PI 10 PO- 11 PO+ 12 RESET 13 SCPEN 14 SCPCLK 15 SCPTX 16 SCPRX 17 FST 18 BCLKT 19 DT 20 SPC 21 VSS 22 C- 23 C+ 24 DR 25 BCLKR 26 FSR 27 VCC 28 U101 MC145540 R113 10K R114 10K R118 10K R124 1K R125 1K C105 0.1 C103 0.1 C106 0.047UF C104 0.1 E101 10UF/16V 1 2 U104:A SN74F04 11 10 U104:E SN74F04 5 6 U104:C SN74F04 3 4 U104:B SN74F04 1 2 3 K101 1 2 3 K102 W102 68K TP103 J101 20.48MHZ VCC TP104 TP105 TP106 TP107 TP108 TP109 TP110 TP111 TP112 TP113 NRESET P8KHZ 256 ADPCMDR 256 P8KHZ SCPRX SCPCLK SCPTX SCPEN ADPCMDT DT DR R122 300 R123 300 E103 10UF/16V E102 10UF/16V 9 10 8 11 4 U103:C TL084 13 12 14 4 11 U103:D TL084 TP115 TP116 101 SPEAKER -5 AVOUT1 AVOUT2 HANDSET1 HANDSET2 图7-17 自适应差值脉冲编码调制(ADPCMCODEC)编译码系统电路图 117 R102 10K R103 10K R104 100K R105 100K R112 10K R111 10K R110 10K R109 10K R106 10K R107 10K R108 1K R101 600 C101 0.68UF C102 0.68UF N101 CROPHONE 9 10 8 11 4 U102:C TL084 6 5 7 4 11 U102:B TL084 13 12 14 4 11 U102:D TL084 W101 20K TP101 TP102 VCC -5 AVIN1 AVIN2 图7-18 平衡输入/不平衡输出电路图 118 TG 1 TI- 2 TI+ 3 VAG 4 RO 5 AXO- 6 AXO+ 7 VDSP 8 VEXT 9 PI 10 PO- 11 PO+ 12 RESET 13 SCPEN 14 SCPCLK 15 SCPTX 16 SCPRX 17 FST 18 BCLKT 19 DT 20 SPC 21 VSS 22 C- 23 C+ 24 DR 25 BCLKR 26 FSR 27 VCC 28 U101 MC145540 R113 10K R114 10K R118 10K R124 1K R125 1K C105 0.1 C103 0.1 C106 0.047UF C104 0.1 E101 10UF/16V 1 2 U104:A SN74F04 11 10 U104:E SN74F04 5 6 U104:C SN74F04 3 4 U104:B SN74F04 1 2 3 K101 1 2 3 K102 W102 68K TP103 J101 20.48MHZ VCC TP104 TP105 TP106 TP107 TP108 TP109 TP110 TP111 TP112 TP113 NRESET P8KHZ 256 ADPCMDR 256 P8KHZ SCPRX SCPCLK SCPTX SCPEN ADPCMDT DT DR 图7-19ADPCM 编译码电路 本实验使用 89C51 单片机对其进行控制与管理使该芯片能可靠稳定地工作. 本次实验选用收、发同步信号为 8KHZ 窄脉冲信号.ADPCM 发送电路的编码时钟 为256KHZ 方波信号,ADPCM 接收电路的译码时钟也为 256KHZ.编、译码的速率 有32Kbit/s、24Kbit/s、16Kbit/s 等三种方法.这三种方法都可以进行实验, 而在 16Kbit/s 编码时, 语音质量还没有下降, 还能达到高质量通信系统的要求, 它和其他语音编码方法(如子带编码等)组合起来,达到较高的质量.还应该 指出,对图象信号也可进行 ADPCM 编码,以获得高质量的数字化图象信号. 当选用 8KHZ 帧同步信号, 以32Kbit/s 编码时, 则编译码波形时序见图 7-16 (b) 所示. 119 可见,它每次编 4 位二进制码,编码方式见图 7-20 所示. 0 -0.98 0.62 1.38 1.91 2.34 2.72 3.12 t 幅度(V) 0[- ,-0.98] 1[-0.98,0.62] 2[0.62,1.38] 3[1.38,1.91] 4[1.91,2.34] 5[2.34,2.72] 6[2.72,3.12] 7[3.12,+ ] 图7-20 输入信号电压与编码电压关系 ③模拟信号输出电路 电路如图 7-21 所示. R122 300 R123 300 E103 10UF/16V E102 10UF/16V 9 10 8 11 4 U103:C TL084 13 12 14 4 11 U103:D TL084 TP115 TP116 S101 SPEAKER -5 AVOUT1 AVOUT2 HANDSET1 HANDSET2 图7-21 模拟信号输出电路 其工作原理较为简单,这里不再讲述. [实验仪器] 名称 指标 数量 双踪同步示波器 ≥40MHz 1 台 直流稳压电源 +5V-5V+12V 1 台120 低频信号发生器 输出频率范围满足 50Hz-8KHz 输出电压范围满足 0--5V(峰峰值) 1 台 数字信号基带传输实验箱 1 台 数字频率计 测量频率范围 50Hz—10MHz 1 台 万用表 1 台 [实验内容及步骤] 特别提醒: 在连接电源和实验箱之前,一定要先确认二组电源的电压极性和电压值正 确,在确认完全无误之前不允许将实验箱和电源连接, ,另外在连接实验箱和电 源时请务必关断电源开关. 1、接通+5V,-5V 直流稳压电源. 2、用双踪示波器观察 TP201—TP225 各测量点的波形.根据对各时钟信号 产生的介绍,认真分析电路的工作过程及信号输出的波形.记录所观察到的波 形,标明各测量点的作用,并分析相位关系与时序关系. 2、示波器检查 TP109、TP110、TP111 在加电瞬间是否有波形. 3、如3正常,将音频信号发生器的某一频率(1KHZ)信号从插座 M101 送入,观察 TP105、TP106、TP107、TP108 的波形,分析 ADPCM 编译码原理,记录 波形,注意相位关系.同时观察 TP103、TP104、TP115、TP116 的波形,注意相 位关系. 4、观察 TP104 波形、标明 TP101—TP116 各测量点波形的功用. [讨论思考题] 1、如要得到软件产生的使能信号波形,能否用其它方法实现,有哪几种? 2、若系统采用 32Kbit/s、24Kbit/s 进行 ADPCM 编译码,试画出编译码时 121 序波形图. 3、该系统能否用 64Kboit/s 进行 ADPCM 编译码?为什么? 4、对于时钟信号产生电路的硬件部分使用了常用集成电路,但显得繁琐, 能否用一种更为简单的方法来实现?举例说明. 122 实验八 通信系统原理课程设计数字信号的基带传输 [课程设计目的] 1、加深理解通信系统的概念. 2、熟悉数字基带信号的压缩、扩张传输过程. 3、熟悉用单片计算机作控制处理技术,进一步理解单片计算机在通信中的 广泛应用. 4、了解电路的设计方法. 5、学习利用软件编程方法对数字信号传输系统的实现. [预习要求] 1、复习《通信系统原理》中有关基带传输方面的内容. 2、复习有关单片机原理及应用的知识和《脉冲与数字电路》等教材. 3、认真预习课程设计的内容,熟悉原理,步骤及要求. [电路基本工作原理] 前次实验我们介绍了该系统时钟信号与定时产生电路和自适应差值脉冲编 码调制(ADPCM)系统编码与译码电路的工作原理,这里我们不再重复讲述. (一)数字基带信号的压缩传输过程 我们知道,利用数码率为 32kbit/s 的ADPCM 输出信号,是以时钟 256KHz 为基 准.其波形如图 8-1 所示. 发使能 发时钟 DT D0 D1 D2 D3 D0 D1 D2 D3 高阻 图8-1ADPCM 编码输出波形图 123 现将 DT 数据码 4 码字为一组,也就是说一组有 4 位二进制数码,将136 个这样 的组构成上行组,再将 136 个这样的组构成下行组,因此,将上行组的数据以 慢256KHz 时钟存入 RAM0 中,将下行组数据开始存入 RAM1 时之后,上行组的数 据将在下行组慢速存入的间隙里等待发送上行组的快速时钟信号(这里为 1024KHz,和256KHz 相比提高了 4 倍)与快速突发使能信号的到来,一旦这两个 信号到来,立即打开 RAM0 的读数据控制信号,使在 TO 时间里存入的慢速数据 以高速发送出去,发送完毕时,立即打开 RAMO 写数据控制信号,关闭读数据控 制信号,等待下行组的数据切换的到来,一旦下行组的数据存满 136 个这样的 每一组后,一旦到来,立即切换到 RAM0 中,这样又将以慢速的数据存入到 RAM0 中. 在这次存入数据到 RAM0 的间隙里, 将再等待下行组的快速时钟信号 1024KHz 和快速突发使能信号的到来,一旦这两个信号到来,则立即打开 RAM1 的读数据 控制信号,关闭写数据控制信号,等待上行组的数据向下行组的数据切换的到 来.一旦上行组数据存满了 136 个这样的每一组后,切换到 RAM0 中,这样又将 以慢速的数据存入到 RAM1 中.这样循环往复下来.将上行快速突发数据码与下 行快速发数据码合路后整形输出. 这样, ADPCM 基带数字信号压缩传输的过程已 完成. 为了要在接收端做同步码检测实验, 我们在发送端还增加了 96 个比特的同 步码信号.同136*4=544 个数据信号一起进入 RAM0 与RAM1 中,并且规定将 96 个同步码信号存放在 544 个数据的前面,其波形分别见图 8-2 所示. 以上电路波形时序关系均是在实际电路中已经实现了的,是由大量的软件来支 持的,也就是在硬件电路全部调好的情况下,根据上述时序关系来对硬件电路 编程.本系统采用的是 89C51 单片计算机技术实现控制各种信号、命令管理、 同步信号发生器、同步码使能信号,等等.均由 CPU 中央处理单元进行严格的 管理与控制,使该压缩传输系统按照一定的时序关系进行工作,完全达到对 ADPCM 数字信号进行压缩传输的要求. 124 t T0 T1 17000us 17000us 0 T2 T3 17000us 17000us 同步码 同步码 ADPCM数据 ADPCM数据 RAM0中的同步码使能信号 共640个数据 544个96个共640个数据 544个96个625us 34000us 高阻 高阻 以1024KHz在625us时间内 读出RAM0中的640个数据 17000us RAM1中的同步码使能信号 高阻 高阻 高阻 同步码 同步码 ADPCM数据 ADPCM数据 T1 T3 T0 T2 625us 640个数据 以1024KHz在625us时间内 读出RAM1中的640个数据 17000us 17000us 17000us TP307 TP305 TP222 U305-19 U305-5 TP318 TP306 TP223 U307-19 U307-5 TP317 U319 125 图8-2 基带压缩信号处理传输波形图 下面结合图 8-4 的电原理图说明一下,各集成电路在系统电路中的作用. U301(89C51)组成一个单片机的最小系统.其中,发送同步码信号及发送同步码 使能信号均由 89C51 的P1.0,P1.1,P1.2,P1.3,发送出来至 U306(74LS244). P1.4,P1.5,P1.6,P1.7,作为对 MC145540 芯片内的 16 个字节的 RAM 进行编 程操作及对芯片初始化. U304(74LS374)组成慢写数码,慢写同步码的开关控制信号. U305、U306、U307、(均为 74LS244)组成切换电路,对各种时钟信号,读、写控 制信号,以及各种使能信号等均由该电路完成. U308、U309、U310、(均为 74LS161)组成上行组地址信号发生器电路.地址信号 送入 U314(616)中. U311、U312、U313、(均为 74LS161)组成下行组地址信号发生器电路.地址信号 送入 U315(616)中. U314(6116)组成上行组的 RAM0,负责对慢速写入的数据和同步码信号存放与快 速把其数据读出去. U315(6116)组成下行组的 RAM1,负责对慢速写入的数据与同步信号存放与快 速把其数据读出去. U316(74LS138)、U317(74LS161)组成发送同步码的写使能信号和对整个发送系 统电路的软件自动复位工作.一旦系统软件或硬件电路出现不正常情况,使程 序无法运行时,该电路将会自动对 CPU 进行复位,并且重新启动程序工作.因此,我们把它形象地称作"看门狗"电路. U318(74LS04)、U205:B(74LS74)组成对 ADPCM 压缩数据信号处理,整形输出. (二)数字基带信号的扩张传输过程 我们已经知道,数字基带信号扩张传输处理,其实是压缩传输处理的逆程. 因此我们把数字基传信号压缩传输过程的基本工作原理和实验电路理解正确, 那么,对扩张系统电路再作简要分析. 126 扩张系统电路就是将快速进入的信码在一定时间内分别存放到接收端的上行组 的RAM0 与下行组的 RAM1 中,然后以慢速的方式从 RAMO 和RAM1 中读出,这样 就完成了对数字基带信号的扩张处理过程. 扩张系统电路的组成方框图见图 8-3 所示. 扩张系统电路的组成方框图见图 8-5 所示. 由发送端发送的同步码为 96 个比特的独特码字,基码型为: OFH,OFH,OFH,OFH,OFH,OFH,OFH,OFH,OFH,OFH,13H,43H. PCM PCM ADPCM ADPCM ADPCM时钟网络 发送帧同步电路 发送帧同步电路 ADPCM时钟网络 串行控制逻辑 话音接口及 差分平衡变换 话音接口及 差分平衡变换 IN OUT ADPCM ADPCM 发数字信号处理单元 收数字信号处理单元 RAM0 RAM1 发送ADPCM数据存贮器 RAM0 RAM1 发送ADPCM数据存贮器 发送CPU中 央处理单元 独特码 发生器 发送 合成器 去PSK调制器 发送地址 计数器 发送地址 复用器 接收数据整形 及接口电路 ADPCM 时钟发生器 定时信号 数据时钟 发生器 独特码 检测器 接收CPU中 央处理单元 接收地址 接收地址 计数器 复用器 自PSK调制 8-3 发送与接收 ADPCM 基带传输压缩与扩张系统电路方框图 在扩张系统中,利用 CPU 中央处理控制单元,可以把上述的同步码信号检 测出来.如果检测不出来,则说明电路有故障或程序有问题.必须从发端开始 检查,然后再检查接收端电路. U401(89C51)组成一个单片机的最小系统.其中,接收同步码与接收同步码的时 钟信号均由 89C51 的P1.4,P1.5,P1.6,P1.7 完成. U404(74LS374)输出同步码的使能信号,同步码的读信号及同步码的门控制信 号. 127 U405、 U406、 U407(均为 74LS244)组成接收端切换器电路, 对各种时钟信号, 读、 写控制信号以及各种使能信号等均由该电路完成. U408、U409、U410(均为 74LS161)组成接收端上行组地址信号发生器电路.输出 地址信号送入 U414(6116)中. U411、U412、U413(均为 74LS161)组成接收端下行组地址信号发生器电路.输出 地址信号送入 U415(6116)中. U414(6116)组成上行组的 RAM0,负责对快速写入的数据存放与慢速地把同步码 信号与数据读出去. U415(6116)组成下行组的 RAM1,负责对快速写入的数据存放与慢速地把同步码 信号与数据读出去. U416(74LS138)、U416(74LS161)、组成复位电路与同步码开门控制信号,其原 理同发送端的 U316 与U317 组成的电路. [实验仪器] 双踪示波器.SR8 [课程设计内容] (一)数字信号基带压缩传输处理系统实验 1、用示波器观察测量点 TP301-TP322 各点波形,并作出图形,注意时间 相位对应关系. 2、画出该系统程序流程方框图 (二)数字信号基带扩张传输处理系统实验 1、用示波器观察测量点 TP401-TP422 各点波形,并作出图形,注意时间相 位对应关系. 2、同步码信号检测 3、画出该系统程序流程方框图 (三)编写程序并调试 128 1、编写时钟与定时信号电路中使能信号程序(每隔 17000μS 时间输出 625 μS 宽度的窄脉冲波形). 2、对数字信号基带压缩传输处理实验,编写发送端整个程序并在电路板上 进行调试. 3、对数字信号基带扩张传输处理实验,编写接收端整个程序并在电路板上 进行调试. 129 t 34000us 34000us 0 34000us 34000us 34000us 34000us 625us 高阻 同步码 数据信号 同步码使能信号 同步码 高阻 17000us 17000us 17000us 高阻 RAM0 544个数据 544个数据 高阻 同步码 数据信号 同步码使能信号 同步码 高阻 17000us 17000us 17000us 高阻 RAM1 544个数据 544个数据 RAM1 RAM1 RAM1 U405-4 RAM0 TP415 U406-4 TP406 TP418 U405-15 TP421 U407-4 TP415 U406-13 TP409 TP414 U407-15 TP421 图8-6 数字基带信号扩张电路波形时序 130 [课程设计报告] 1、画出发送接收端系统电路组成框图,并简要说明其工作过程. 2、画出主要测量点的波形图,注意时间,相位关系. 3、分别画出发送端、接收端系统程序流程图. 4、编写源程序. [讨论思考题] 1、将快速写入数据时间再提高一倍,对系统的发送端和接收端的工作分别 有否影响?为什么? 2、若将慢读数据时间延长一倍,问系统的发送端和接收端还能否正常工 作?为什么? 131 附录一(ZQ4121 型自动失真仪非本装置所必备的实验仪器) ZQ4121 型自动失真仪简介 ZQ4121 型自动失真仪主要用来测量音频信号及各种音频设备的非线性失 真,也可作为音频电压表使用,并能对放大器及各种音频设备进行信噪比和频 率特性的测试. (一)主要技术指标 1、失真度测量 测量范围:10Hz~109KHz,分四个频段 失真度测量范围: (1)20Hz~20KHz,0.01%~30% (2)10Hz~109KHz,0.03%~30% 2、 失真度测量误差 (1)300Hz~5KHz,不大于满度值的±7%±0.01% (2)20Hz~20KHz,不大于满度值的±10%±0.015% (3)10Hz~109KHz,不大于满度值的±10%±0.025% 3、输入电压自动调节范围:大于 10dB 4、失真度最小可测量电压:100mv 5、最大可测信噪比:110dB 6、失真仪输入阻抗:100KΩ±2% 7、输出阻抗:600Ω (二)原理方框图 见图 1 132 输入 电路 自动电平 调整 桥T型基 波抑制器 频率自动调谐 失真度 量程 放大器 1 2 3 放大 检波器 电平判 别电路 2 3 1 稳压 电源 放大器 滤波器 表头 电路 1 2 3 1 2 3 图1ZQ4121 自动失真仪原理框图 (三)失真度测量原理 本仪器测试失真度定义为 U 2 2+U2 3+…+U2 n K=1) U2 1+U2 2+U2 3+…+U2 n 测量失真度时,输入被测信号经过输入电路至自动电平调整电路,在此稳 定输出 1 伏,并送至桥 T 型基波抑制器,在抑制器中把测量信号的基波分量抑 制掉,保留所有谐波成分,然后通过表头电路测量大小.由(1)式可知,失真度 为输入信号的谐波分量与总输入信号之比, 因自动电平调整电路的输出稳定为 1 伏,即(1)式的分母为 1 伏,所以表头电路测得的大小即为失真度. (四)面板主要部件功能 仪器的面板布置如图 2 133 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 图2失真仪面板布置 其各部件功能如下: 1、电源指示灯 2、电源开关 3、测量表头 与测量量程相配合,可读出失真度和电压等大小. 4、输入量程 以10dB 跳步衰减输入信号 5、过欠压指示 输入电压过大时,左边指示灯亮;输入电压过小时,右边指示灯亮. 6、频段开关 改变失真度测量工作频率的频段. 7、频率数量开关(一) 改变失真度测量工作频率的前面一位数. 8、频率调谐指示: 当测量信号频率相对失真仪工作频率过低时,左边指示灯亮;当测量信号频率 过高时,右边指示灯亮. 9、频率数值开关(二) 134 改变失真度测量工作频率的后面一位数. 10、失真度量程 失真度大小量程控制 11、功能开关 选择失真仪的工作种类 12、测量输入 被测信号输入端 13、相对调节 功能开关在"相对电平"位时应用,当需要测量放大器的信噪比或频率特性, 而被信号表头指示不满度时,可通过调节它使表头指示满度,便于读出电平相 对值. 14、滤波器 测量小失真度信号时,根据被测信号的工作频率接入相应的滤波器,按键即接 入. 15、示波器插座 当需要观察被测信号的谐波波形时,可以从这里接至示波器. (五)使用方法 接通电源,预热 10~15 分钟,输入量程开关置最左位,失真度量程和滤波器按 键全部抬键. 1、失真度测量 失真仪的功能开关置"失真度"位.仪器连接如图 3. 信号源 被测设备 失真仪 入入出图3仪器连接图 135 按照要求调好信号源的频率和输出幅度,改变失真仪输入量程,使过欠压 指示灯均熄灭.把失真仪工作频率放在信号源工作频率上,若频率调谐指示灯 亮或表针指示不能变小,可适当改变失真仪或信号源的工作频率,逐步改变失 真度量程使表头指示最便于读数的位置,结合失真度量程就可测得失真度 K. 为提高小失真度测量下限及测试精度,根据工作频率接入相应的滤波器. 说明: (1)在测量失真度时,有时可能表头指针不往下降,可以改变一下频段开关,然 后再打回原测量频段,就可消除不调谐现象. (2)失真度量程全部抬键时,表头指针下降较慢,为使它下降快些,可置于 30 %以下更灵敏的量程,当然这会出现打表针现象,但不会损坏表头. (3)滤波器主要用来滤除交流电源噪声和高频白噪声,以保证小失真度测试精 度, 因此一般在 0.03%失真度量程时用. 测量频率在 300Hz~10KHz 内可同时使 用400Hz高通和30KHz低通; 在10KHz~20KHz可同时使用400Hz高通; 小于300Hz 只能使用 30KHz 低通. 2、信噪比测量 功能开关置"相对电平"位,仪器连接如图 3. 根据被测音频设备输出大小适当放置失真仪输入量程,使表头指示不要超过满 度. 例如测量频率为 1KHz, 被测设备输出为 1~3V 时的信噪比: 失真仪输入量程(设dB 数为 b1)置"3v(10dB)"档,把被测信号送入失真仪输入端,调整相对调节 旋钮,使表头指针满度.然后断开音频信号源,使被测设备输入短路,保持"相 对调节"旋钮位置不变,改变失真仪输入量程(设dB 数为 b2),使表头指示于最 便于读数位置,读出表头指示 dB 数(设为 a),则信噪比为(b1-b2-a). 136 附录二(HF5150A 型杂音计非本装置所必备的实验仪器,可 用示波器代替) HF515OA 型杂音计简介 1 概述 HF515OA 型杂音计适用于测量电话和广播传输设备的加权和不加权杂音电 平.用加权滤波器测量,可得到个别频率的杂音效果和其加权的杂音电平,用 不加权滤波器(30Hz~16kHz)测量,可得到全部组合干扰频率的杂音效果,测出 其组合的不加权杂音电平.加权特性和不加权特性符合 CCITT 和CCIR 的规定. 见图 1、2. 137 图2不加权特性 该仪器也适用于测量宽带音频电平, 频率测量范围 15Hz~30KHz, 电平测量范围 -100~+20dB. 此外,在仪器的后面板,可以连接其它加权滤波器,测量其它加权特性的加 权杂音电平.面板提供的扬声器用于监听杂音.后面板设置的记录器插座,可 以配接电流(0~1mA)型记录器,记录测试结果. 138 HF5150A 型杂音计,采用全集成电路设计制造,性能稳定,精度高,功能全,可 靠性好,操作方便,整体性能达到国际水平. 2 技术性能 2.1 频率 2.1.1 频率范围 加权杂音测量: 电话加权滤波器符合 CCITTRec0.41 规定 广播加权滤波器符合 CCIRRec468-3 规定 不加权杂音测量 31.5HZ~16KHZ,符合 CCIRRec468-3 规定 电平测量: 15Hz~30KHz 2.1.2 基准频率 1KHZ 2.2 电平 2.2.1 电平测量范围 以仪器指示 0dB 电平为准 量程选择开关以 10dB 步进 600Ω和10KΩ:-90~+20dB(30μV~10V) 100KΩ:-60~+50dB(1mV~300V) 最低可测电平:电话电路(平衡输入):-100dB(10μV) 最低可读电平:-110dB(3μV) 2.2.2 基准电平 当输入阻抗 600Ω时,基准电平为 0dB 2.2.3 电平测量误差 2.2.3.10dB 电平:±0.1dB 139 2.2.3.2 频率响应 加权杂音测量: 电话加权电路符合 CCITTRec0.41 规定 广播加权电路符合 CCIRRec468-3 规定 不加权杂音测量: 31.5HZ~16KHZ,±0.5dB,符合 CCIRRec468-3 规定 电平测量: 15Hz~30KHz:±0.2dB 2.2.3.3 工作误差 -70~+20dB:±0.5dB -90~-70dB:±1.0dB 2.2.4 显示特性 有效值显示符合 CCITT 规定,最大峰值与有效值之比为 5:1 峰值显示符合 CCIR 规定,过载能力大于 26dB 2.2.5 动态响应特性 有效值测量符合 CCITT 规定,响应时间τ=200ms,可转换到 1s. 峰值测量时, 达到 50%刻度偏转时间约为 10ms, 达到 80%刻度偏转的响应时间 约为 200ms. 2.2.6 电表刻度 近似线性 2.3 信号输入 2.3.1 输入阻抗 600Ω±3%,可转换至 10KΩ和100KΩ. 2.3.2 输入平衡度 50Hz、600Ω或10KΩ输入阻抗时,达126dB 2.3.3 输入插座 140 三芯平衡插座 2.4 信号输出 2.4.1 扬声器 作电话、广播和其它测量时的监听用. 2.4.2 记录器输出 输出电流 0~1mA,可配接输入阻抗小于 2KΩ的电流记录器. 2.4.3 输出插座 三芯平衡插座 2.5 供电电源 交流 220V±10%,50±2.5Hz 功率消耗,约3V.A 2.6 环境条件 额定使用温度:0~+40℃ 极限工作温度:-10~+50℃ 2.7 机箱尺寸 台式,宽440mm、高144mm,深400mm 2.8 重量 约12kg 3 工作原理 3.1 电路框图 141 平衡组件 前置放大器 电话 滤波器 30HZ ~ 60KHZ 15HZ ~ 30KHZ 广播 滤波器 滤波器 外部 整流器 扬声器 记录器 dB 15HZ ~ 30KHZ 图3电路框图 3.2 平衡组件 平衡组件由输入电路和输入变量器构成.为避免对输入变量器的过激励,在输 入电路中装有一个平衡 20dB 衰减器,测量范围-30~+20dB,由量程选择开关 的位置决定. 输入变量器具有极高的平衡度,并通过调节另外两只微调电容器,保证仪器达 到所需的输入平衡度. 3.3 量程选择开关 开关选择范围为-90~+20dB,共12 档,每档 10dB.同时,还控制前置放大器 的增益、放大器前端的分压器和输入电路中的 20dB 衰减器. 3.4 前置放大器 前放由超低噪声运算放大器构成,增益为 20、30、40dB,增益变化由量程选择 开关控制两只继电器完成.该放大器具有非常高的驱动能力. 1N2 构成一个双 T 振荡器,作为仪器的校准信号源,频率为 100Hz. 3.5 加权滤波器和不加权滤波器 电话和广播网络为加权滤波器, 31.5Hz~16KHz 和15Hz~30KHz 网络为不加权滤 142 波器,均为有源滤波器,增益 30dB.在外部滤波器位置上,可接入一个带有 600 Ω特性阻抗的有源或无源滤波器,替代内部的滤波器,在仪器的后面板,通过 增益控制,可补偿外部滤波器的通带衰减. 3.6 整流器 1 它包括放大器、耳机输出、绝对值整流器和准峰值整流器四部分. 6N1 构成一个高输入阻抗放大器.有效值测量时,增益为 22.2dB,峰值测量时, 增益为 12.2dB. 6N2 为音频功率放大器 6N36N4 组成一个高线性、宽带绝对值整流器,输出的绝对值噪声电压,供给有 效值整流器或峰值整流器. 6N56N6 组成一个宽带、准峰值整流器,过载能力大于 26dB.运放 6N7 用于匹配 电表. 3.7 整流器 2 7N1~7N4 组成了一个有效值整流器,充电时间常数由 7C6、7R19 和7C5 决定. 7N5、7N6 为电流记录器输出电路,7N6 为恒流源,输出 0~1mA 的电流,7N5 用 于测量电路同恒流源的匹配. 3.8 电源 电源由一只电源变压器、二只整流器和二只稳压器构成.变压器将交流 220V 降 至整流器所需的电压,经整流、稳压后,输出±15V 直流电压. 4 使用说明 4.1 电源开启 将220V 的交流电源,经电源线接入仪器的电源插座,然后,揿入面板上的电源 开关,绿灯亮即表示仪器已进入工作状态,可使用了.面板图和后面板图见图 4 和图 5. 143 V1 S1 R1 B1 S7 V2 X1 S2.1 S2.2 S2.3 S3.1 S3.2 S3.3 S4.1 S4.2 S4.3 S4.4 S4.5 S5.1 S5.2 S5.3 S6 图4面板图 图5后面板图 4.2 校准 使用之前,仪器应先校准.首先,将量程开关 S1 调至校准位置"" ,并按下 按键 S4.4 和S5.1,电表应指示校准位置"" ,如果指针偏离校准位置,调节 校准调节器 R1,使指针重新指向"" .另外,关掉电源,检查电表的机械零点 是否正确,需要的话,重新调节零点. 4.3 加权和不加权杂音电平测量 注意:输入交流电压值不应超过规定的最大值.输入端 a、b 之间的电压值或 a、 b 和地之间的电压值,最大为: 100KΩ(高阻抗输入)42V 600Ω或10KΩ输入 10V 4.3.1 测量不加权杂音电平 S1:置最小灵敏度(10V,+20dB) S4.5:30Hz~16KHz 144 S2.1:600Ω或S2.2:10KΩ S3.1:a/b 或S3.2:a/⊥或S3.3:b/⊥ S5.1:有效值,τ=200ms 将被测信号送入输入插座,调节 S1 的灵敏度,使电表指示一个适当值. 测量数据的计算如下: 以V为单位进行测量: 以量程选择开关指示的数值和单位,标定电表刻度(下部)的满度,再由指针读 取数据. 以dB 为单位进行测量: 将从电表上部刻度线得到的数据,同量程开关指示的数据相加即可. 如果不加权杂音电平以 100KΩ输入阻抗测量,其结果,电压应乘以因子 31.6, 电平应加上因子+30dB. 举例如下: a、测量:平衡输入"a/b" ,输入阻抗"600Ω" 量程开关指示:10mV 或-40dB 电表读数:7.5 或0dB 测量结果为:7.5mV 或-40dB b、测量:不平衡输入"a/⊥" ,输入阻抗"100KΩ" 量程开关指示:0.3V 或-10dB 电表读数:2.0 或-1.8dB 校正因子:*31.6 或+30dB 测量结果为:0.2*31.6=6.32V 或+30-10-1.8=+18.2dB 对广播传输线路进行不加权杂音测量,应选择 30Hz~16KHz 滤波器.如果指针 晃动厉害,可揿入τ=1S 键,缓解晃动. 4.3.2 测量电话线路的加权杂音电平 S1:置最小灵敏度(10V,+20dB) 145 S4.1: "电话" S2.1: "600Ω"或S2.2: "10KΩ" S3.1: "a/b" S5.1:"有效值,τ=200ms" 调节 S1 的灵敏度,使电表指示一个适当值.计算方法见 4.3.1 条. 4.3.3 测量广播线路的加权杂音电平 S1:置最小灵敏度(10V,+20dB) S4.1: "广播" S2.1: "600Ω"或S2.2: "10KΩ" S3.1: "a/b" S5.3:"峰值" 将被测信号送入插座 X1,调节 S1 的灵敏度,使电表指示一个适当值.计算方法 见4.3.1 条. 4.3.4 测量外接加权滤波器的加权杂音电平 加权滤波器的连接: 滤波器的输入端接插座 X5,滤波器的输出端接插座 X4. 外部滤波器的通带衰减,可通过后面板的 R2 得到补偿. S1:置最小灵敏度(10V,+20dB) S4.3:"外接" S2.1: "600Ω"或S2.2: "10KΩ" S3.1: "a/b" S5.1: "有效值,τ=200ms"或S5.2: "有效值,τ=1s"或S5.3: "峰值" 将被测信号送入插座 X1,调节 S1 的灵敏度,使电表指示一个适当值,计算方法 见4.3.1 条. 4.3.5 电平测量 该仪器也可用作频率范围为 15Hz~30KHz 的宽频音频电平表, 使用平衡输入端, 146 有效值整流器. S1:置最小灵敏度(10V,+20dB) S4.4:"15Hz~30KHz" S2.1: "600Ω"或S2.2: "10KΩ" S3.1:"a/b" S5.1: "有效值,τ200ms" 将被测信号送入插座 X1,调节 S1 的灵敏度,使电表指示一个适当值,结果计算 方法见 4.3.1 条. 4.3.6 耳机和磁带录音机与仪器的连接 将耳机插入面板插座 X2,即可监听被测杂音信息.插座 X2,也可连接磁带录音 机,录下杂音情况.耳机插座输出不影响测试. 4.3.7 记录器与仪器的连接 1、仪器后面板的插座 X3,可以连接电流型记录器(0~1mA,Zi<2kΩ) ,以记录 测量结果. 147 附录三 部分实验芯片简介 2、74LS04 六反相器 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 1 1 1 1 1 1 Vcc 6A 6Y 5A 1A 2A 3A 4A 1Y 2Y 3Y 4Y 5Y GND 逻辑表达式 Y = A 外引脚排列及逻辑图 3、74LS082 输入四与门 148 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 1A 2A 3A 4A 1B 2B 3B 4B 1Y 2Y 3Y 4Y Vcc GND 逻辑表达式 Y = AB 外引脚排列及逻辑图 4、74LS204 输入双与非门 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 1A 2A 1B 2B NC NC 1C 2C 1D 2D 1Y 2Y GND Vcc 逻辑表达式 Y = ABCD 外引脚排列及逻辑图 149 5、74LS308 输入与非门 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 A B C D E F Y NC NC NC G H Vcc GND 逻辑表达式 Y = ABCDEFGH 外引脚排列及逻辑图 6、74LS322 输入四或门 150 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 1A 2A 3A 4A 1B 2B 3B 4B 1Y 2Y 3Y 4Y Vcc GND 逻辑表达式 Y = A+B 外引脚排列及逻辑图 7、74LS74 双D触发器 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 CLR1 1D 2D CLR2 1CK 2CK 1PR 2PR 1Q 2Q 1Q 2Q Vcc GND D CK Q Q CLR CLR Q Q CK D PR 151 外引脚排列及逻辑图 输入 输出 予置 清零 时钟 D Q Q L H X X H L H L X X L H L L X X H* H* H H ↑ H H L H H ↑ L L H H H L X Q0 Q0 *为不稳定态 ↑为时钟脉冲上升沿 X 为任意态 8、74LS862 输入四异或门 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 1A 2A 3A 4A 1B 2B 3B 4B 1Y 2Y 3Y 4Y Vcc GND 逻辑表达式 Y = AB + AB 外引脚排列及逻辑图 152 真值表 输入 输出 A B Y L L L L H H H L H H H L 9、74LS90 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 RO(1) RO(2) NC NC Vcc RG(1) RG(2) QC QB QA QD GND A 输入 输入 B A B RO(1) RO(2) Rg(2) Rg(1) QA QB QC QD 外引脚排列及逻辑图 BCD 计数顺序(注A) 输出 计数 QD QC QB QA 0 L L L L 153 1 L L L H 2 L L H L 3 L L H H 4 L H L L 5 L H L H 6 L H H L 7 L H H H 8 H L L L 9 H L L H 复位/计数功能表 复位输入 输出 RO(1) RO(2) RG(1) RG(2) QD QC QB QA H H L X L L L L H H X L L L L L X X H H H L L H X L X L 计数 L X L X 计数 L X X L 计数 X L L X 计数 2—5 进制计数顺序(注B) 输出 计数 QA QB QC QD 0 L L L L 1 L L L H 154 2 L L H L 3 L L H H 4 L H L L 5 H L L L 6 H L L H 7 H L H L 8 H L H H 9 H H L L 注:A 对于 BCD 计数,输出 QA 连到输入 B; B 对于 2-5 进制计数,输出 QD 连到输入 A 说明 这种单片计数器包含四个主从触发器和附加选通, 第一个触发器作除 2 计数器, 其余三个触发器组成除 5 计数器,从而组成十进计数器. 它具有一个选通复零和为 BCD 数9的互补应用而设置的置 9 输入端,使用其最 大计数长度时,将B输入端接至 QA 输出端.输入计数脉冲加到输入端 A 时,其 输出情形如功能表所示.进行除 10 计数时,把QD 输出端接到 A 输入端,当把 输入计数脉冲加到 B 输入端上时,在输出端 QA 上就出现了除 10 的方波. 155 10、 74LS1383 线-8 线译码器 1 2 3 4 5 6 7 9 10 11 12 13 14 8 15 16 A B C G2A G2B G1 Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 Vcc GND A B C G2A G2B G1 Y7 Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 外引脚排列及逻辑图 功能表 输入 赋能 选择 输出 G1 G2* C B A Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 X H X X X H H H H H H H H L X X X X H H H H H H H H H L L L L L H H H H H H H H L L L H H L H H H H H H H L L H L H H L H H H H H H L L H H H H H L H H H H H L H L L H H H H L H H H 156 H L H L H H H H H H L H H H L H H L H H H H H H L H H L H H H H H H H H H H L *G2=G2A+G2B 说明 LS138 用于高性能的存贮译码或要求传输延迟时间短的数据传输系统, 在高性能 存贮器系统中,用这种译码器可以提高译码系统的效率.将快速赋能电路用于 高速存贮器时,译码器的延迟时间和存贮器的赋能时间通常小于存贮器的典型 存取时间,这就是说由肖特基钳位的系统译码器所引起的有效系统延迟可以忽 略不计. LS138 按照三位二进制输入码和赋能输入条件, 从8个输出端中译出一个低电 平输出.两个低电平有效的赋能输入端和一个高电平有效的赋能输入端减少了 扩展所需要的外接门或倒相器,扩展成 24 线译码器不需外接门;扩展成 32 线 译码器,只需要接一个外接倒相器.在介调器应用中,赋能输入端可用作数控 输入端. 本电路有如下特点: 专为高速存贮译码和数据传输系统而设计 有三个赋能输入,简化了级联与/或数据接收 高性能的肖特基钳位技术 11、 74LS153 双4选1数据选择器 157 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 G1 B GND Vcc G2选择A 选择 选通 选通 输出 输出 数据输入 数据输入 1G 2G 1Y 2Y 1C0 1C1 1C2 1C3 2C0 2C1 2C2 2C3 A B B A A A B B 外引脚排列及逻辑图 说明: 该电路由倒相器和"与或"门组成,从4个数据中选出 1 个输出,每个 4 线选 择有 1 个选通端来控制. 特点: 可用于 N 线到 1 线的多路选择 执行并一串行转换. 选通(赋能)线可作级联(N 线到 n 线)之间. 扇出高,阻抗低,图腾柱输出. 与多数 TTL 和DTL 电路完全相容. 功能表 选择输入 数据输入 选通脉 冲输入 输出 B A C0 C1 C2 C3 G Y X X X X X X H L L L L X X X L L 158 L H H X X X L H L H X L X X L L L H X H X X L H H L X X L X L L H L X X H X L H H H X X X L L L H H X X X H L H 选择输入 A 和B对两部分是公共的. 12、 74LS161 四位 2 进制计数器 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 清除 清除 时钟 赋能 赋能 赋能 赋能 负载 负载 行波进位 行波进位输出 输出 A B C D D B C A QA QB QB QC QC QD QD QA GND 数据输出 数据输入 CK 外引脚排列及逻辑图 说明 LS161A 为内部超前进位的高速二进制可预置同步计数器,它由四个 D 型触 发器和若干个门电路构成,具有计数、预置存数、禁止、异步清除等功能.该159 电路采用同时控制所有触发器的方法实现同步工作,这样,当有计数赋能输入 和内部选通指令时,输出的变化就相互一致.这种同步计数方式消除了非同步 计数所产生的计数输出尖峰脉冲. 缓冲时钟输入在时钟输入波形的上升沿(正跃 变)触发四个触发器. 这种计数器可编程序的即输出端可出现任一个电平(或高或低均可).若预 置在同步状态,在负载输入端加进一个低电平,就禁止计数,并在下一个时钟 脉冲出现之后,使输出与所建立的数据一致,而与赋能输入电平无关.由于清 除功能是异步的,清除输入端的低电平可将四个触发器都置零,而与时钟、负 载或赋能输入端的电平无关. 超前进位电路供 n 位同步计数器级联之用,而不需外加选通.它是借助于 两个计数赋能输入端和一个行波进位输出端来实现这一功能的.两个计数赋能 输入端(P 和T)必须为高电平才能计数, 且输入端 T 必须正反馈以使行波进位输 出端赋能(允许操作).于是被赋能的行波进位将产生一个高电平输出脉冲,其 持续时间近似等于 QA 输出高电平部分.这个高电平就溢出行波进位脉冲,以使 相继的级联级赋能.不管时钟输入端的电平如何,都允许赋能输入端 P 和T产生由高电平一低电平的跃变. LS161A 有完全独立的时钟电路.控制输入端(赋能端 P 或T,或清除端)的 变化虽然可改变工作方式,但直到时钟控制之前,它都是没有影响的.计数器 的功能(无论是赋能、禁止、加负载还是计数)只受是否满足稳定的建立时间和 维持时间这个条件所支配. LS161A 采用了全新的设计,它最小的维持时间可小至 Ons 并且减小了输入 电流 I1H 和I1L. 该电路有如下特点: 用于快速计数的内部超前进位 用于 n 位级联的进位输出 同步计数 160 同步编程 有负载控制线 二极管钳位输入 161 清除 清除 负载 A B C D 数据 输入 时钟 赋能 P 赋能 T QA QB QC QD 输出 12 13 14 15 0 1 2 异步清零 同步清零 禁止 计数 行波进位输出 顺序图 13、 74LS1648 位移位寄存器 162 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 A A B B QA QA QB QB QC QC QD QD QE QE QF QF QH QH QG QG CK CX Vcc GND 输出 输出 输入 外引脚排列及逻辑图 功能表 输入 输出 清零 时钟 A B QA QB… QH L X X X L L L H L X X QAo QBo QHo H ↑ H H H QAn QGn H ↑ L X L Qan QGn H ↑ X L L QAn QGn 说明 LS164 为8位移寄存器,特点是具有选通串行输入端和一个异步清除输入 163 端.当一个(或两个)选通串行输入端的低电平禁止进入新数据,并把第一个触 发器在下一个时钟脉冲来后复位到低电平时, 选通串行输入端(A 和B)可完全控 制输入数据.一个高电平输入后就使另一个输入端赋能,后者就决定了第一个 触发器的状态.虽然不管时钟处于高电平或低电平时,串行输入端的数据都可 以被改变,但只有满中建立条件的信息才能进入.时钟控制发生在时钟输入由 低电平到高电平的跃变上.为了减小传输线效应,所有输入端均采用二极管钳 位. A B QA QB QC QD QE QF QG QH 输出 串入 清零 清零 典型的清零,移位和清零顺序 13.74LS244 四总线三态输出缓冲器 164 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 1A1 1A2 1A3 1A4 1G 2G 2Y1 2Y2 2Y3 2Y4 2A1 2A2 2A3 2A4 1Y1 1Y2 1Y3 1Y4 Vcc GND 外引脚排列图 1A1 1A2 1A3 1A4 2A1 2A2 2A3 2A4 1G 2G 1Y1 1Y2 1Y3 1Y4 2Y1 2Y2 2Y3 2Y4 1 2 3 4 5 6 7 8 9 11 12 13 14 15 16 17 18 19 逻辑排列图 真值表 1G 1A 1Y 2G 2A 2Y 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 1 165 1 0 高阻 1 0 高阻 1 1 高阻 1 1 高阻 1G=1,2G=1 时,Y 为高阻状态 1G=0,2G=0 时,Y=A 14、74SL373 八进制三态输出 D 型锁存器 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 1Q 2Q 3Q 4Q 5Q 6Q 7Q 8Q 1D 2D 3D 4D 5D 6D 7D 8D GND G Vcc 输出控制 允许 外引脚排列图 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 DE LE 1 2 3 4 5 6 7 8 9 11 12 13 14 15 16 17 18 19 166 逻辑排列图 真值表 允许 输出 输出控制 G D 0 1 1 1 0 1 0 0 0 0 X Q0 1 X X Z 15、74LS374 八进制三态输出 D 型触发器 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 1Q 2Q 3Q 4Q 5Q 6Q 7Q 8Q 1D 2D 3D 4D 5D 6D 7D 8D GND CLK Vcc 输出控制 外引脚排列图 167 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 OE CLK 1 2 3 4 5 6 7 8 9 11 12 13 14 15 16 17 18 19 逻辑排列图 真值表 输出控制 CLK D 输出 0 ↑ 1 1 0 ↑ 0 0 0 0 X Q0 1 X X 高阻 16.TL084 双极 JFET 四极运算放大器 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 OUT1 OUT2 OUT3 OUT4 IN1 IN2 IN3 IN4 IN1 IN2 IN3 IN4 V V + + + + + _ _ _ _ _ + + + + _ _ _ _ 168 外引脚排列图 17、8K 字节紫外线擦除、电可编程只读存储器 ①典型参数 单一+5V 供电 工作电流为 75mA,维持电流为 35mA 8K 字节的紫外线擦除,电可编程只读存贮器 读出时间最大为 250ns ②外引线排列图 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 D0 D1 D2 A0 A1 A2 A3 A4 A5 A6 A7 A8 A9 A10 A11 A12 CE PGM NC Vcc Vpp GND OE D3 D4 D5 D6 D7 外引线排列图 18、61162048*8 位静态随机存储器(静态 RAM) 169 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 A0 A1 A2 A3 A4 A5 A6 A7 A8 A9 A10 O0 O1 O2 O3 O4 O5 O6 O7 I/ I/ I/ I/ I/ I/ I/ I/ CE OE WE Vcc GND 外引线排列图 ①典型参数 单一+5V 供电 额定功耗 160mW 典型存取时间 200ns 2K*8 位静态随机存储器芯片 ②外引线排列图 见上图所示 19、89C51 单片微型计算机 ①典型参数 +5V 单一电源供电 极限功耗为 1W 偏置下的环境温度:0℃~70℃ 存贮温度-65℃~+150℃ 各引脚相对于地(Vss)的电压:-0.5V~+7V ②外引线排列图 170 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 P1.0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 5 6 7 P0. P0. P0. P0. P0. P0. P0. P0. P1. P1. P1. P1. P1. P1. P1. P2. P2. P2. P2. P2. P2. P2. P2. P3. P3. P3. P3. P3. P3. P3. P3. RST/YPD RXD TXD INT0 INT1 T0 T1 WR RD XTAL1 XTAL2 Vss PSEN ALE/PROG EA/VDD VCC 外引线排列图 ③逻辑符号图 171 EA/VDD PSEN ALE/PROG Vcc Vss RST/VPD RSD TXD INT0 INT1 T0 T1 WR RD P3口(I/O线) XTAL1 XTAL2 8 8 8 P0 P1 P2 口口口(地址/数据总线 (地址总线) (I/O线) 主要参考资料 1、 教材《通信系统原理》沈振元等,西安电子科技大学出版社,1995. 2、 中国集成电路大全,TTL 与COMS 等分册,赵保经主编,国防版,1995 年增 订本. 3、 通信系统教学与实验,清华大学(讲义) . 4、 电子工程手册《通信电路》,电子工业出版社,1994. 5、 现代通信原理,曹志刚,钱亚生编,清华大学出版社,1992. 6、 信息传输与处理实验,南京东南大学(讲义) ,1986. 7、 通信系统原理综合实验,唐修连著,中国人民解放军通信工程学院,1995. 8、 MCS-51 系统单片机应用系统设计,何立民编著,北京航天航空大学出版社, 1990. 9、 脉冲与数字电路,王毓银,高等教育出版社,1992. 10、MOTOROLA 技术手册. 172