压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计 1 回顾一下阻抗的基本概念 在直流电路里 欧姆定律规定了器件的电阻等于器件两段的电压与流过器件的电 流之比 其中 R的单位是欧姆 V的单位是伏特 I的单位是安培 在交流电路里 电阻的定义被扩展 加入了随时间变化而变化的电压 电流的相 位关系 阻抗Z代表交流等效电阻 而且同样是电压与电流的比值 在这里 电压V(t)与电流I(t)都是时间的函数 与电阻一样 阻抗同样用欧姆作为单位 不同之处是 阻抗用复数来表示 任意 一个复数都可以用A+jB这样的形式来表示 一个复数包含两个部分 实部A和虚部 jB 根据定义 1 j ? = 这意味着 j的平方的结果是 1 2 换能器等效电路 在狭窄的谐振频率范围内 压电陶瓷换能器的模型可以用以下等效电路来表示 串连电感L和电容C是换能器固有的 跟串连谐振频率有关 这个串连谐振频率可 以用等效电感L和电容C来表示 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 在谐振频率下 串连等效电容C的容抗XC完全抵消掉串连等效电感的的感抗XL 从 而换能器阻抗|Z|达到极小值 R 在fr 附近 换能器相当于一个效率达到极值的 发射体 并联等效电容C0与L,C一起产生了另外一个谐振频率 并联谐振频率fa 对于压 电陶瓷换能器 并联谐振频率通常比串连谐振频率高几KHz fa 可用下面的等式表 示 在这个并联谐振频率里 换能器的阻抗达到最大值 在这个频率附近 换能器可 以等效为一个效率最高的接收器 值得注意的是 总体并联等效电容包括整个系统中的传输电缆 连接器 回波检 测电路以及发射电路的等效电容 所以常常需要尝试改变并联谐振频率 同样值 得注意的是 总体并联等效电容相当于一个交流负载 不但减小接收信号的振幅 而且需要发射电路提供更大的电流 这个总体并联电容产生的影响 在给定的频 率范围内可以通过选取一个合适的串连电感或者并联电感来降低 外部等效并联 电容对换能器的串连谐振频率没有影响 3 品质因数 换能器的品质因数Q是一个衡量换能器储存能量特性与耗散能量特性之间的关系 的量 Q用谐振时储存在换能器里的能量来表示 Q还可以用以下等式来描述 Q还可以用换能器在谐振频率附近的频率响应来描述 其中 f是换能器的-3dB带宽 中心频率fr 就是串连谐振频率 从等式可看出 换 能器在固定的串连谐振频率下 Q值越大 其带宽就越小 4 换能器两端的等效阻抗 通常需要得到在特定频率下换能器两段呈现的特性 为了这个目的 我们的等效 电路可以更进一步简化 在一个特定频率下 除了谐振频率 C和L之中会有一个 起到主要作用 因而换能器两端将呈现出容性或者感性 这两种情况可以用下图 表示 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 其中Rs 串连等效电阻 Xs 串连等效电抗 注意 Rs和Xs是跟频率密切相关的 串连模型不便于计算调谐匹配电路 因而我们通常把串联等效电路Figure3和Figure4转换为等同的并联等效电路Figure5和Figure6 Rp和Xp的值由Rs和Xs经过下面的公式转换得到 跟Rs和Xs一样 Rp和Xp的值跟频率密切相关 假设Xp是容性 那么相应的并联等效电容的值是 即使Xp是感性 上面的等式依然适用 只是此时计算出来的Cp是负值 换能器的频率特性可以用以下单位来方便地描述 阻抗值和阻抗角 |Z|和 不管是串连等效电阻和串连等效感抗 Rs jXs 并联等效电阻和并联等效容抗 Rc jXc 还是导纳和电纳 G jB 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 5 测定换能器谐振电阻 以下的步骤可以测量出换能器在谐振时的大致等效电阻R 谐振时 R Rs Rp 尽管不是十分完美 在实际应用中通过这个测量步骤可以获得足够高精度的结果 注意以下事项 a 在这个测量中 换能器工作在不平衡状态 一端接地 b 如果在给定频率下 换能器两端的电压幅值不足够高 那么测量得到的结果 更接近于|Z| 而不是R 当然了 测量到的结果不包含相位特性 感性或容 性 所需设备 a 正弦信号发生器 b 可变电阻 或者50到5000欧姆的固定电阻 c 示波器 d 欧姆表 测量步骤 1 按照Figure7连接好电路 将电阻大约设置为1000欧姆 如果是水声应用 还 需要把换能器浸入水中 2 调整正弦信号发生器的输出频率 直到从示波器上看到的波形的幅值达到最 小 谐振时 换能器等效阻抗达到最小值 此时的频率就是谐振频率 并且 应该落在换能器的标称工作频率附近的几KHz范围内 3 断开换能器的一端 并且把可调电阻调节为0欧姆 测量开路时的信号电压 4 重新连接好换能器 调节可调电阻 直到测量到的信号电压变为开路时的信 号电压的一半为止 5 小心取下可变电阻 用欧姆表测量它的电阻 6 换能器在选定频率下的等效电阻就是可变电阻的阻值加上正弦信号发生器的 输出电阻 即内阻 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 6 压电陶瓷换能器的匹配设计 在本章里 将简单介绍压电陶瓷换能器与电源的大致匹配设计 最佳的匹配将实 现最大的发射功率 并且得到最强的回波 在普通应用环境里 给一个换能器 例如一个水深探测器 馈送能量是相当简单 的事情 当然了 如果懂得基本原理 只要稍微作一些改动就可以使其适应特别 的环境 像大部分电抗负载一样 压电陶瓷换能器可以呈现为一个串连等效电阻和电容 这两个值都和频率有关 根据经典转换理论 串连电路可以转换为一个完全等效的并联电路 如下图所示 然而不幸的是 转换后的参数同样跟频率密切相关 解决这些参数中由频率带来的变数的方法是 让其工作在所要求的频率下 废话 例如 在水声接收应用里 这个频率就是 最佳接收频率 在这个准确的频率下 压电陶瓷换能器的等效电阻和等效电容可以用测量得到 或者直接由换能器的制 造厂商提供 最简单的匹配方法是 用一个合适大小的电感并联在换能器两端 使其与换能器 的并联等效电容发生谐振 从而换能器呈现出的阻抗大小接近于并联电阻Rp 如 果合成负载的阻抗太高 以至于不能直接跟电源匹配 则可以把电感换成变压器 以实现高阻抗到低阻抗的变换 具体实现过程和经典的RF调谐匹配一样 首先 电感的品质因数Q值必须是合适大 小的 通常是5 7 如果Q值过低 可以增加一个电容CI 并且减小电感量 直到换能器重新变成阻性 负载 在这里 为了跟电源得到匹配 需要增加一组低阻抗的初级线圈 初级线 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 圈和次级线圈的匝数比就是初级阻抗和次级阻抗的平方根之比 尽管如此 提高 匝数比是受到限制的 对于普通的用铁氧体磁棒和铁氧体外壳缠绕的电感而言 匝数比最大大约可以达到22 1 想要达到更大的匝数比 则需要换成环形磁芯 这是因为环形磁芯的磁耦合系数要比其它现有类型的磁芯大 就磁耦合系数而言 罐形磁芯的性能介于环形磁芯和棒状磁芯之间 在前面关于调谐匹配的讨论中 前提都假设电感线圈是无损耗的 至少相对于换 能器的等效电阻而言是可以忽略不计的 要检验这其中是否有问题 必须试制计算出来的线圈的样品并通过测量获得它的 参数 如果拥有一台阻抗分析仪 可以在线圈山串连一个经过计算得到的电容 然后调整频率 使支路的端口电流与端口电压同相位 L和C谐振 此时阻抗分析 仪能直接显示等效电阻值 如果没有阻抗分析仪 可以用下图所示的方法来测量 线圈的分布电阻Rp 先调整频率 使检测到的相位差为0 L和C谐振 此时测量到的电压幅值应达到 最大值 分别将频率调低和调高 测量出比最大响应小3dB对应的两个频率值 此时压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 其中 FL 是较低的频率 FH是较高的频率 线圈的等效电阻为 线圈的线圈的等效电阻应该被看作并联在换能器等效电阻上 如下图所示 此时匹配线圈与匹配电容必须根据最新测量到的结果进行重新计算 同样地 现在有效的输出功率需要重新考虑 若线圈的等效电阻与换能器的等效 电阻相等 则只有一半的能量被换能器发射出去 所以应该使线圈的等效电阻相 对于换能器的等效电阻而言尽可能大 如果线圈已经设计好并且已经安装到电路板上 可以通过在线圈上并联一个与换 能器并联等效电容大小相同的电容的方法来测量线圈的等效电阻 然后改变并联在电感线圈上的负载电阻RL并计算电源输出功率 当工作在换能器的谐振频率时 随着RL的变化应该得到较宽的峰值功率响应 如 果得不到 那么应该调整匝数比或者Q值 这种调谐匹配方法的优点是 a 所用的器件少 成本低 b 电缆的阻抗最高 因为损耗最小 c 如果要延长电缆 只需要简单添加一些固定电容器 另一个也许值得考虑的方法是 利用换能器的串连等效值实现调谐 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 在这个方案里 需要在换能器上串连一个电感 以抵消换能器串连等效模型中的 容抗 电感等效电阻将串连在换能器上 这个方案的缺点是 需要增加另外一个 电感 因为总串连电阻还是比半导体电源的输出电阻大的多 而且 负载电流需 要流过电感等效电阻 使损耗增加 效率降低 7 具体设计例子 假设有一个换能器需要工作在 最佳接收状态 工作频率是196.0KHz 并且串连 等效Rs和Xs已经测量得到 151 j239 C 3398pF 由于谐振时 Xc XL 电感的感抗为334.4欧姆 计算这个情况下的Q值 计算出来的Q值太低 所以必须添加电容 让我们将带负载下的Q值设为6来计算 现在C的数值是 所以 要添加的电容是 C 9204-2428 6776pF 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 为了与晶体管电源匹配 经过计算 初级线圈阻抗为3.6欧姆 匝数比为 这个值过小以至于可能需要用到带棒状磁芯的可调线圈 如果一个71.6微亨的线 圈需要55匝 那么初级线圈将需要4.5匝 初级线圈应该尽可能紧密地缠绕在次级线圈上 以得到最大的耦合系数 Use the start of the secondary coil as the high impedance end. 8 传入换能器的功率 如果已知换能器的并联等效电阻 则功率可以用下面的等式直接计算 E is RMS volts R is the parallel resistance of t 当然了 可以通过用示波器观测电压峰 峰值的方法测量负载上的电压 如果传输信 号是正弦波 必须除以2.83 转换为RMS电压 如果在计算里没有用到并联等效电阻 那么可能会用到串连等效电阻 但是这样做会 有一点棘手 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 9 在接收模式下的调谐匹配系统需要考虑的问题 一旦发射电路的调谐匹配工作完成 还需要针对接收电路考虑些什么问题呢 如 果接收部分电路的输入阻抗很高并且有很大的裕量 那么就可以直接通过发射调 谐匹配电路取得信号 如果接收电路输入阻抗裕量不够大 甚至过小 那么就必须采用另外的方法 才 能充分发挥出换能器应有的性能来 同样 需要采取一些措施来防止发射电压对 接收电路造成破坏 如果变压器的耦合系数较大 那么一个较小的 Q 值是比较适合的 逐步减小添 加的电容的容量 并增加次级的电感量以维持谐振 保持初级电感量不变 在极 端情况下 甚至不用外加电容光靠换能器自身的固有电容就可以实现谐振 这样 将需要更高的匝数比 并且在耦合系数高的情况下 还能增加输出电压 需要注意的是 当Q值小于或等于7时 等式XL=XC 将不再成立 在这样的条件下 只有当有关于低Q值调谐匹配方面的应用笔记出现后 才能细心地 一步步地根据 经验将系统调试成功 10 平衡与不平衡 驱动换能器的方法是由回波探测器设计师们发明的 不平衡系统往往使得电信号 测量更简单和容易 一个不平衡的配置需要一个容量更高的电容并联在换能器上 平衡系统通常需要在输出变压器上增加第三个绕组 以馈送不平衡信号给接收器 当屏蔽层的泄漏都相同时 平衡传输线的噪声要比不平衡传输线小 Airmar 通常用带屏蔽层的双绞线连接压电陶瓷元件 换能器的连接 根据需要可 以选用平衡传输线或者不平衡传输线 11 注 这是为了方便自己计算 有选择翻译的 意译 很不严谨 读者最好自己看原文^_^ 原文出处 Airmar公司 原文标题 Ultrasonic Air-Ranging Transducers and Application Notes 购买探头的时候带的
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压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计 1 回顾一下阻抗的基本概念 在直流电路里 欧姆定律规定了器件的电阻等于器件两段的电压与流过器件的电 流之比 其中 R的单位是欧姆 V的单位是伏特 I的单位是安培 在交流电路里 电阻的定义被扩展 加入了随时间变化而变化的电压 电流的相 位关系 阻抗Z代表交流等效电阻 而且同样是电压与电流的比值 在这里 电压V(t)与电流I(t)都是时间的函数 与电阻一样 阻抗同样用欧姆作为单位 不同之处是 阻抗用复数来表示 任意 一个复数都可以用A+jB这样的形式来表示 一个复数包含两个部分 实部A和虚部 jB 根据定义 1 j ? = 这意味着 j的平方的结果是 1 2 换能器等效电路 在狭窄的谐振频率范围内 压电陶瓷换能器的模型可以用以下等效电路来表示 串连电感L和电容C是换能器固有的 跟串连谐振频率有关 这个串连谐振频率可 以用等效电感L和电容C来表示 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 在谐振频率下 串连等效电容C的容抗XC完全抵消掉串连等效电感的的感抗XL 从 而换能器阻抗|Z|达到极小值 R 在fr 附近 换能器相当于一个效率达到极值的 发射体 并联等效电容C0与L,C一起产生了另外一个谐振频率 并联谐振频率fa 对于压 电陶瓷换能器 并联谐振频率通常比串连谐振频率高几KHz fa 可用下面的等式表 示 在这个并联谐振频率里 换能器的阻抗达到最大值 在这个频率附近 换能器可 以等效为一个效率最高的接收器 值得注意的是 总体并联等效电容包括整个系统中的传输电缆 连接器 回波检 测电路以及发射电路的等效电容 所以常常需要尝试改变并联谐振频率 同样值 得注意的是 总体并联等效电容相当于一个交流负载 不但减小接收信号的振幅 而且需要发射电路提供更大的电流 这个总体并联电容产生的影响 在给定的频 率范围内可以通过选取一个合适的串连电感或者并联电感来降低 外部等效并联 电容对换能器的串连谐振频率没有影响 3 品质因数 换能器的品质因数Q是一个衡量换能器储存能量特性与耗散能量特性之间的关系 的量 Q用谐振时储存在换能器里的能量来表示 Q还可以用以下等式来描述 Q还可以用换能器在谐振频率附近的频率响应来描述 其中 f是换能器的-3dB带宽 中心频率fr 就是串连谐振频率 从等式可看出 换 能器在固定的串连谐振频率下 Q值越大 其带宽就越小 4 换能器两端的等效阻抗 通常需要得到在特定频率下换能器两段呈现的特性 为了这个目的 我们的等效 电路可以更进一步简化 在一个特定频率下 除了谐振频率 C和L之中会有一个 起到主要作用 因而换能器两端将呈现出容性或者感性 这两种情况可以用下图 表示 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 其中Rs 串连等效电阻 Xs 串连等效电抗 注意 Rs和Xs是跟频率密切相关的 串连模型不便于计算调谐匹配电路 因而我们通常把串联等效电路Figure3和Figure4转换为等同的并联等效电路Figure5和Figure6 Rp和Xp的值由Rs和Xs经过下面的公式转换得到 跟Rs和Xs一样 Rp和Xp的值跟频率密切相关 假设Xp是容性 那么相应的并联等效电容的值是 即使Xp是感性 上面的等式依然适用 只是此时计算出来的Cp是负值 换能器的频率特性可以用以下单位来方便地描述 阻抗值和阻抗角 |Z|和 不管是串连等效电阻和串连等效感抗 Rs jXs 并联等效电阻和并联等效容抗 Rc jXc 还是导纳和电纳 G jB 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 5 测定换能器谐振电阻 以下的步骤可以测量出换能器在谐振时的大致等效电阻R 谐振时 R Rs Rp 尽管不是十分完美 在实际应用中通过这个测量步骤可以获得足够高精度的结果 注意以下事项 a 在这个测量中 换能器工作在不平衡状态 一端接地 b 如果在给定频率下 换能器两端的电压幅值不足够高 那么测量得到的结果 更接近于|Z| 而不是R 当然了 测量到的结果不包含相位特性 感性或容 性 所需设备 a 正弦信号发生器 b 可变电阻 或者50到5000欧姆的固定电阻 c 示波器 d 欧姆表 测量步骤 1 按照Figure7连接好电路 将电阻大约设置为1000欧姆 如果是水声应用 还 需要把换能器浸入水中 2 调整正弦信号发生器的输出频率 直到从示波器上看到的波形的幅值达到最 小 谐振时 换能器等效阻抗达到最小值 此时的频率就是谐振频率 并且 应该落在换能器的标称工作频率附近的几KHz范围内 3 断开换能器的一端 并且把可调电阻调节为0欧姆 测量开路时的信号电压 4 重新连接好换能器 调节可调电阻 直到测量到的信号电压变为开路时的信 号电压的一半为止 5 小心取下可变电阻 用欧姆表测量它的电阻 6 换能器在选定频率下的等效电阻就是可变电阻的阻值加上正弦信号发生器的 输出电阻 即内阻 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 6 压电陶瓷换能器的匹配设计 在本章里 将简单介绍压电陶瓷换能器与电源的大致匹配设计 最佳的匹配将实 现最大的发射功率 并且得到最强的回波 在普通应用环境里 给一个换能器 例如一个水深探测器 馈送能量是相当简单 的事情 当然了 如果懂得基本原理 只要稍微作一些改动就可以使其适应特别 的环境 像大部分电抗负载一样 压电陶瓷换能器可以呈现为一个串连等效电阻和电容 这两个值都和频率有关 根据经典转换理论 串连电路可以转换为一个完全等效的并联电路 如下图所示 然而不幸的是 转换后的参数同样跟频率密切相关 解决这些参数中由频率带来的变数的方法是 让其工作在所要求的频率下 废话 例如 在水声接收应用里 这个频率就是 最佳接收频率 在这个准确的频率下 压电陶瓷换能器的等效电阻和等效电容可以用测量得到 或者直接由换能器的制 造厂商提供 最简单的匹配方法是 用一个合适大小的电感并联在换能器两端 使其与换能器 的并联等效电容发生谐振 从而换能器呈现出的阻抗大小接近于并联电阻Rp 如 果合成负载的阻抗太高 以至于不能直接跟电源匹配 则可以把电感换成变压器 以实现高阻抗到低阻抗的变换 具体实现过程和经典的RF调谐匹配一样 首先 电感的品质因数Q值必须是合适大 小的 通常是5 7 如果Q值过低 可以增加一个电容CI 并且减小电感量 直到换能器重新变成阻性 负载 在这里 为了跟电源得到匹配 需要增加一组低阻抗的初级线圈 初级线 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 圈和次级线圈的匝数比就是初级阻抗和次级阻抗的平方根之比 尽管如此 提高 匝数比是受到限制的 对于普通的用铁氧体磁棒和铁氧体外壳缠绕的电感而言 匝数比最大大约可以达到22 1 想要达到更大的匝数比 则需要换成环形磁芯 这是因为环形磁芯的磁耦合系数要比其它现有类型的磁芯大 就磁耦合系数而言 罐形磁芯的性能介于环形磁芯和棒状磁芯之间 在前面关于调谐匹配的讨论中 前提都假设电感线圈是无损耗的 至少相对于换 能器的等效电阻而言是可以忽略不计的 要检验这其中是否有问题 必须试制计算出来的线圈的样品并通过测量获得它的 参数 如果拥有一台阻抗分析仪 可以在线圈山串连一个经过计算得到的电容 然后调整频率 使支路的端口电流与端口电压同相位 L和C谐振 此时阻抗分析 仪能直接显示等效电阻值 如果没有阻抗分析仪 可以用下图所示的方法来测量 线圈的分布电阻Rp 先调整频率 使检测到的相位差为0 L和C谐振 此时测量到的电压幅值应达到 最大值 分别将频率调低和调高 测量出比最大响应小3dB对应的两个频率值 此时压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 其中 FL 是较低的频率 FH是较高的频率 线圈的等效电阻为 线圈的线圈的等效电阻应该被看作并联在换能器等效电阻上 如下图所示 此时匹配线圈与匹配电容必须根据最新测量到的结果进行重新计算 同样地 现在有效的输出功率需要重新考虑 若线圈的等效电阻与换能器的等效 电阻相等 则只有一半的能量被换能器发射出去 所以应该使线圈的等效电阻相 对于换能器的等效电阻而言尽可能大 如果线圈已经设计好并且已经安装到电路板上 可以通过在线圈上并联一个与换 能器并联等效电容大小相同的电容的方法来测量线圈的等效电阻 然后改变并联在电感线圈上的负载电阻RL并计算电源输出功率 当工作在换能器的谐振频率时 随着RL的变化应该得到较宽的峰值功率响应 如 果得不到 那么应该调整匝数比或者Q值 这种调谐匹配方法的优点是 a 所用的器件少 成本低 b 电缆的阻抗最高 因为损耗最小 c 如果要延长电缆 只需要简单添加一些固定电容器 另一个也许值得考虑的方法是 利用换能器的串连等效值实现调谐 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 在这个方案里 需要在换能器上串连一个电感 以抵消换能器串连等效模型中的 容抗 电感等效电阻将串连在换能器上 这个方案的缺点是 需要增加另外一个 电感 因为总串连电阻还是比半导体电源的输出电阻大的多 而且 负载电流需 要流过电感等效电阻 使损耗增加 效率降低 7 具体设计例子 假设有一个换能器需要工作在 最佳接收状态 工作频率是196.0KHz 并且串连 等效Rs和Xs已经测量得到 151 j239 C 3398pF 由于谐振时 Xc XL 电感的感抗为334.4欧姆 计算这个情况下的Q值 计算出来的Q值太低 所以必须添加电容 让我们将带负载下的Q值设为6来计算 现在C的数值是 所以 要添加的电容是 C 9204-2428 6776pF 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 为了与晶体管电源匹配 经过计算 初级线圈阻抗为3.6欧姆 匝数比为 这个值过小以至于可能需要用到带棒状磁芯的可调线圈 如果一个71.6微亨的线 圈需要55匝 那么初级线圈将需要4.5匝 初级线圈应该尽可能紧密地缠绕在次级线圈上 以得到最大的耦合系数 Use the start of the secondary coil as the high impedance end. 8 传入换能器的功率 如果已知换能器的并联等效电阻 则功率可以用下面的等式直接计算 E is RMS volts R is the parallel resistance of t 当然了 可以通过用示波器观测电压峰 峰值的方法测量负载上的电压 如果传输信 号是正弦波 必须除以2.83 转换为RMS电压 如果在计算里没有用到并联等效电阻 那么可能会用到串连等效电阻 但是这样做会 有一点棘手 压电陶瓷换能器的阻抗匹配设计――AMO 意译自 Airmar 公司的 Airducer.pdf amo73@126.com 9 在接收模式下的调谐匹配系统需要考虑的问题 一旦发射电路的调谐匹配工作完成 还需要针对接收电路考虑些什么问题呢 如 果接收部分电路的输入阻抗很高并且有很大的裕量 那么就可以直接通过发射调 谐匹配电路取得信号 如果接收电路输入阻抗裕量不够大 甚至过小 那么就必须采用另外的方法 才 能充分发挥出换能器应有的性能来 同样 需要采取一些措施来防止发射电压对 接收电路造成破坏 如果变压器的耦合系数较大 那么一个较小的 Q 值是比较适合的 逐步减小添 加的电容的容量 并增加次级的电感量以维持谐振 保持初级电感量不变 在极 端情况下 甚至不用外加电容光靠换能器自身的固有电容就可以实现谐振 这样 将需要更高的匝数比 并且在耦合系数高的情况下 还能增加输出电压 需要注意的是 当Q值小于或等于7时 等式XL=XC 将不再成立 在这样的条件下 只有当有关于低Q值调谐匹配方面的应用笔记出现后 才能细心地 一步步地根据 经验将系统调试成功 10 平衡与不平衡 驱动换能器的方法是由回波探测器设计师们发明的 不平衡系统往往使得电信号 测量更简单和容易 一个不平衡的配置需要一个容量更高的电容并联在换能器上 平衡系统通常需要在输出变压器上增加第三个绕组 以馈送不平衡信号给接收器 当屏蔽层的泄漏都相同时 平衡传输线的噪声要比不平衡传输线小 Airmar 通常用带屏蔽层的双绞线连接压电陶瓷元件 换能器的连接 根据需要可 以选用平衡传输线或者不平衡传输线 11 注 这是为了方便自己计算 有选择翻译的 意译 很不严谨 读者最好自己看原文^_^ 原文出处 Airmar公司 原文标题 Ultrasonic Air-Ranging Transducers and Application Notes 购买探头的时候带的